高频电子线路课件

小信号调谐放大器

小信号调谐放大器是一种窄带的选频放大器，是无线电接收设备的主要部件。通常是指接收机中混频前的高频放大器和混频后的中频放大器。1.1概述窄带：通频带在几千赫到几十兆赫之间。关于窄带的解释：

窄带放大器高频放大器与低频（音频）放大器的主要区别1、工作频率范围和所需通过的频带宽度有所不同，所以采用的负载也不相同。低频放大器的工作频率低，但整个工作频带宽度很宽，例如20一20000Hz，高低频率的极限相差达1000倍，所以它们都是采用无调谐负载，例如电阻、有铁心的变压器等。高频放大器的中心频率一般在几百千赫至几百兆赫，但所需通过的频率范围（频带）和中心频率相比往往是很小的，或者只工作于某一频率2、另外，在同一信道中，可能同时存在许多偏离有用信号频率的各种干扰信号，因此高频小信号放大器除有放大功能外，还必须具有选频的功能，因此，高频小信号放大器是集放大、选频于一体的电路，其电路模型必然由有源放大器件和无源选频网络所组成，因此高频放大器又叫做谐振放大器（resonantamplifier），即用谐振选频回路作负载的放大器。resonantamplifiergain返回passbandbandwidth3选择性：selectivity4稳定性

电路稳定是放大器正常工作的必要条件。在后面章节中将会讨论。主要是温度变化引起的。

由上可见，高频小信号放大器的组成必须有两个核心：放大和选频。stabilityResonantcircuit返回2并联谐振回路的谐振曲线和通频带：右图是回路阻抗的幅频特性和相频特性注意:谐振时阻抗为纯阻,且为最大值.这意味着并联谐振回路的输出电压此时也为最大值.当相对增益下降到0.707时对应两个频率之间隔为通频带.而又等于

例1-1(P10)提问：小信号调谐放大器是什么设备的主要组成部分，具体讲是哪两类高频放大器？高频小信号调谐放大器的特点？放大器的四个重要指标？放大器的通频带和矩形系数是何概念？回忆一下Q值的计算:可见,在谐振时如果Rp,r,L,C的值改变的话会影响到Q值.当L和C不变时,Q值高就意味着Rp值大,输出电压也就高,也即选择性就好.但空载时的阻抗和接外电路及信号源时的阻抗是不同的,所以就存在一个有载Q值.

例1例2例3由信号源内阻与电流源对谐振回路采用的自耦变压器式耦合电路及折合等效电路,可直接写出电路参数为问题:简单并联谐振回路谐振的条件谐振时回路呈现什么阻抗特性,此时电路两端的输出电压是最大值还是最小值有载Q与无载Q的概念简单并联谐振回路与外电路相联接时为何要进行阻抗变换返回截止频率特征频率问题:

耦合谐振回路的结构、特点在Q值相同的情况下，时的通频带是单回路的多少倍，矩形系数又怎样。分析高频小信号放大器我们引入了哪两种等效电路截止频率与特征频率返回2、性能指标1）电压增益2）功率增益3）放大器的通频带4）相对增益（选择性）P23例1-31.3.4多级单调谐放大器

当一级的增益不能满足时,常采用多级放大器.由多级单调谐放大器级联而成,且都调谐于同一频率上,称为同步调谐.1.电压增益大了,但通频带小了.2.矩形系数随级数增加而减小.3.增益带宽积仍是一个常数.

适用于:通频带较窄,增益要求不太高的场合.1.3.5双回路调谐放大器1.单级双回路调谐放大器1.3.6参差调谐放大器1.3.7调谐放大器的稳定性中和法失配法小信号集中选频放大器，

集中选频放大器的优点：（1）将选择性回路集中在一起，有利于微型化。（2）稳定性好。（3）电性能好。（4）放大器指标容易控制。（5）便于大量生产。返回

电路的噪声3.1放大电路噪声的来源和特点3.1.1干扰与噪声所谓干扰,是除有用信号以外的一切不需要的信号及各种电磁骚动的总称。所谓（或噪声）,是指系统产生的非的一切不需要的信号及各种电磁骚动的总称。

3.1.2电子噪声的来源与特性1.电阻热噪声噪声电压un(t)是随机变化的，其波形如图2-1所示。1实践和理论分析,它们的规律性可以用概率特性和功率谱密度来描述。如电阻热噪声电压un(t)具有很宽的频谱，各个频率分量是相等的,如图2-2所示：

图2-2电阻热噪声噪声电压un(t)的统计平均值为零。un(t)平方后再取其平均值，称为噪声电压的方均值，即

(2-1)噪声电压作用于1Ω电阻上的平均功率为(2-2)若以S(f)df表示频率在f与f+df之间的平均功率,则总的平均功率为式中,S(f)称为噪声功率谱密度,单位为W/HZ。因此,电阻热噪声可以用功率谱的形式来表征。即热噪声的频谱在极宽的频带内具有均匀的

功率谱密度。热运动理论和实践证明,电阻热噪声功率谱密度为

S(f)=4kTR(2-5)

式中,k=1.38×10-23J/K为波尔兹曼常数;T为电阻的绝对温度值(K)。因为功率谱密度表示单位频带内的噪声电压方均值,故噪声电压的方均值为或表示为噪声电流的方均值(2-6)(2-7)图2—3电阻热噪声等效电路（2—2）（2—3）2电阻热噪声等效电路如图2–3所示3.晶体三极管的噪声

1)散弹（粒）噪声

2)分配噪声

3)闪烁噪声3.场效应管噪声

3.2电路噪声的计算2)线性电路中的热噪声（2—4）(2—5)图2—3热噪声通过线路电路的模型

图2——4并联回路的热噪声(2—6)

并联回路可以等效为Re+jXe（图2—33（c））,现在看上述输出噪声谱密度与Re、Xe的关系。展开化简后得与式(2—55)对比,可得(2—7)(2—8)

根据式(2—55)与式(2—56)可以求出输出端的均方噪声电压为3)噪声带宽图2—32是一线性系统,其电压传输函数为H(jω)。设输入一电阻热噪声,均方电压谱为SUi=4kTR,输出均方电压谱为SUo,则输出均方电压E2n2为

设|H(jω)|的最大值为H0,则可定义一等效噪声带宽Bn,

令（2—9）

则等效噪声带宽Bn为（2—10）

图2—33的单振荡回路为例,计算其等效噪声带宽。设回路为高Q电路,设谐振频率为f0，由前面分析,再考虑到高Q条件,此回路的|H(jω)|2可近似为式中,Δf为相对于f0的频偏,由此可得等效噪声带宽为

3.3噪声系数

3.3.1基本概念1信号功率(Signal)信号能量大小；2噪声功率(Noice)噪声能量大小；3信号噪声功率比：用以衡量信号的质量；

3.3.2噪声系数的定义

噪声系数的定义是放大电路输入端信号噪声功率比Psi/Pni与输出端信号噪声功率比Pso/Pno的比值。用NF表示。

(2-15)

（2—16）

如果放大电路是理想无噪声的线性网络。输出端的信噪比与输入端的信噪比相同,噪声系数NF=1。若放大电路本身有噪声,则输出端的信噪比低,即NF>1。噪声系数表示通过放大器后,信噪比变坏的程度。

是衡量放大电路噪声性能好坏的物理量。用分贝数表示。式(2-15)是噪声系数的基本定义。将它作适当的变换,可有另一种表示形式（2—17）（式中,AP=Pso/Psi为放大电路的功率增益。)

ApPni表示放大电路输入的噪声功率通过电路放大后在输出端所产生的噪声功率,用pno1表示。则式。(2-17)可写成

(2-18)上式表明,噪声系数NF仅与放大电路输出端总的噪声功率Pno和放大电路输入的噪声功率通过放大电路放大后在输出端所产生的噪声功率Pno1有关,而与输入信号大小无关。

3.3.3噪声系数的表示实际上,放大电路的输出噪声功率Pno是由两部分组成的,一部分是Pno1=ApPni,另一部分是放大电路本身产生的噪声在输出端呈现的噪声功率Pno2。即Pno=Pno1+Pno2所以,噪声系数又可写成可以看出噪声系数与放大电路内部产生的噪声有关。

噪声系数的概念适用于线性电路,对非线性电路,信号与噪声、噪声与噪声之间会相互作用。即使电路本身不产生噪声,输出端的信噪比也和输入端的不同。

3.3.4噪声性能的另一表示

噪声系数的定义是放大电路输入端信噪比Psi/Pni与输出端信噪比Pso/Pno的比值信号输入功率与信号源内阻Rs与放大电路的输入电阻Ri有关;但输入端信噪比Psi/Pni却与信号源内阻Rs与放大电路的输入电阻Ri无关;信号输出功率与信号源内阻Rs与放大电路的输入电阻Ri有关;但输出端信噪比Psi/Pni却与信号源内阻Rs与放大电路的输入电阻Ri无关;噪声系数的的计算可假设放大电路处于任何状态,只要计算简便;可以假设放大电路输入与输出均处于匹配状态.当信号源内阻Rs与放大电路的输入电阻Ri相等时,信号源有最大功率输出。这个最大功率称为信号额定输入功率。其值为。而额定输入噪声功率为同理,对输出端来说,当放大电路的输出电阻RO与负载电阻RL相等时,输出端匹配。输出端的额定信号功率为Pso和额定噪声功率为Pno。

额定功率增益是指放大电路的输入和输出都匹配时(即RS=Ri,R0=RL时)的功率增益,这是噪声系数的又一种表示形式。

3.3.5噪声温度

噪声温度是用来表征放大电路内部噪声的一种形式。噪声温度的概念是,把放大电路的内部噪声看作是由信号源内阻Rs在温度为Ti时所产生的噪声。也就是说,在放大电路的输入端,虚设一个噪声源u2ni=4kTiRsΔfn。它经过放大电路放大后,在输出端得到的额定输出噪声功率正好等于放大电路内部噪声在输出端得到的额定输出噪声功率其中Ti叫做等效噪声温度,简称噪声温度。（2—19）

式表示为式中,T为室温,可认为T=290K。Ti为放大电路的等效噪声温度。式(2-19)常用来计算放大电路的噪声系数与噪声温度之间的转换。例如,两个放大器,一个噪声系数NF=1.12,对应的Ti=35K;另一个噪声系数NF=1.21,对应的Ti=61K。从噪声系数上看,两放大器差别很小,但从噪声温度上看,两者相差很大。因此,在噪声很低的场合,用噪声温度表示,能更清楚地显示出放大电路的噪声性能。

3.3.6多级放大器的噪声系数

(1)先讨论两级放大器的总噪声系数。

两级放大器如图2-6所示。每一级的额定功率增益和噪声系数分别为APH1、NF1和APH2、NF2,通带均为Δfn。第一级放大器的额定输出噪声功率为同理,第二级放大器的额定输出噪声功率也是由两部分组成。一部分是第一级放大器输出的额定输出噪声功率经第二级放大后的输出部分;另一部分是第二级放大器本身产生的输出噪声功率P2nO2;即这样,第二级放大器的额定输出噪声功率为两级放大器的总噪声系数为由此式可知,多级放大器总的噪声系数主要取决于前面两级。这是因为Ap的乘积很太,后面各级的影响很小。通常,要求第一级的NF1要小而APH1要大。3.3.7无源二端口网络的噪声系数

无源二端口网络广泛应用于各种无线电设备中。例如接收机的输入回路、天线至接收机的传输线以及LCR滤波器等。它可以是LCR并联振荡回路,也可以是较复杂的LC滤波器或传输线等。设APH1是该网络的额定功率传输系数,Rs是信号源内阻,是信号源内阻热噪声电压的方均值,RL是负载。它的额定输出噪声功率是同样,由信号源加到网络的额定输入噪声功率是根据式（2-17）得上式表明,一个无源二端口网络的噪声系数NF等于它的额定功率传输系数APH的倒数。这个结果对任何无源网络,不管其内部电路如何,都是适用的。3.3.5噪声系数的计算方法:

放大电路输入端的信噪比与输出端的信噪比与放大电路的输入电阻Ri和放大电路的输出电阻Ro的大小无关,为了计算和测量方便,噪声系数可在合适的条件下进行,方法如下:匹配法:假设放大电路的输入和输出都匹配;负载开路法;如图，不考虑RL的噪声，求电阻Ｒ线性网络的噪声系数NF。负载开路法解：应用负载开路法,设RL开路,则PnoⅠ=4kTRsPnoⅡ=4kTRNF=1+PnoⅡ/PnoⅠ=1+4kTR/4kTRs图2-8负载短路法如图，不考虑RL的噪声，求电阻Ｒ线性网络的噪声系数NF。解：应用负载短路法,设RL短路,则PnoⅠ=4kTGsPnoⅡ=4kTGNF=1+PnoⅡ/PnoⅠ=1+4kTG/4kTGs=1+Rs/R图2-9

振幅调制与解调99*

非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件相乘的作用产生与输入信号波形的频谱不同的信号。

当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号频谱无失真在频率轴上搬移，则称之为线性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。如下图所示(a)调幅原理(b)检波原理

非线性

器

件

主振

带通

f0,2Fmax

调制信号

f0

f

f

0

fmax

f0

2f0

f

f0

f

中放来非线性器

件低通Fmax到功放0Fmaxf0fFmaxf12f1f1f

振幅调制原理*2)从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而都属于所谓的线性频率变换。1)它们的实现框图几乎是相同的，都是利用非线性器件对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，滤除无用频率分量。3)频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信号的频率决定，它们可以用乘法电路实现。(c)混频原理非线性器

件本振带通fi,2Fmax高放f0f到中放fi=fO-fSfSffif…fif*概述

调制是将要传送的信息装载到某一高频振荡(载频)信号上去的过程。

按照所采用的载波波形区分，调制可分为连续波(正弦波)调制和脉冲调制。

连续波调制以单频正弦波为载波，可用数学式表示，受控参数可以是载波的幅度A，频率

或相位

。因而有调幅(AM)、调频(FM)和调相(PM)三种方式。§5.1调幅信号的基本特性*

脉冲调制以矩形脉冲为载波，受控参数可以是脉冲高度、脉冲重复频率、脉冲宽度或脉冲位置。相应地，就有脉冲调幅(PAM，包括脉冲编码调制PCM)，脉冲调频(PFM)，脉冲调宽(PWM)和脉冲调位(PPM)。

本课程只研究各种正弦调制方法性能和电路。*5.1.1调幅波的性质设简谐调制信号

载波信号1.调幅波的数学表达式则调幅信号的振幅为

通常调制要传送的信号波形是比较复杂的，但无论多么复杂的信号都可用傅氏级数分解为若干正弦信号之和。为了分析方便起见，我们一般把调制信号看成一简谐信号。*ma

称为调幅指数即调幅度，是调幅波的主要参数之一，它表示载波电压振幅受调制信号控制后改变的程度。一般0＜ma≤1。*2.普通调幅波的波形图

当载波频率调制信号频率

，0＜ma≤1，则可画出调制信号和已调幅波形分别如下图所示。从图中可看出调幅波是一个载波振幅按照调制信号的大小线性变化的高频振荡，其振荡频率保持载波频率不变。**

当ma

＝1时，调幅达到最大值，称为百分之百调幅。若ma>1，AM信号波形某一段时间振幅将为零，称为过调制。**3.调幅信号的频谱及信号带宽将调幅波的数学表达式展开，可得到**由图看出调幅过程实际上是一种频谱搬移过程，即将调制信号的频谱搬移到载波附近，成为对称排列在载波频率两侧的上、下边频，幅度均等于*

对于单音信号调制的已调幅波，从频谱图上可知其占据的频带宽度B=2

或B=2F(

=2

F)，对于多音频的调制信号，若其频率范围是在Fmin~Fmax之间，则已调信号的频带宽度等于调制信号最高频率的两倍。*4.普通调幅波的功率关系将作用在负载电阻R上载波功率每个边频功率(上边频或下边频)*在调幅信号一周期内，AM信号的平均输出功率是因为ma≤1，所以边频功率之和最多占总输出功率的1/3。

调幅波中至少有2/3的功率不含信息，从有效地利用发射机功率来看，普通调幅波是很不经济的。*5.1.2抑制载波的双边带调幅波与单边带调幅波1.抑制载波的双边带调幅波

为了克服普通调幅波效率低的缺点，提高设备的功率利用率，可以不发送载波，而只发送边带信号。

这就是抑制载波的双边带调幅波(DSBAM)其数学表达式为其所占据的频带宽度仍为调制信号频谱中最高频率的两倍，即*2.单边带调幅波

上边频与下边频的频谱分量对称含有相同的信息。也可以只发送单个边带信号，称之为单边带通信(SSB)。其表达式为：或其频带宽度为：*例5-1*问题：传送无线信号时为何要进行调制？载波的概念？调制与解调都是什么变换的过程？需要何种电路才能完成？在模拟连续波调制中振幅调制分为几种方式？普通调幅波、DSB、SSB调幅波的数学表达式，频谱及信号带宽和功率？振幅调制中调制系数的概念？**§5.2低电平调幅电路

调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分量，也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。

高电平调幅电路

一般置于发射机的最后一级，是在功率电平较高的情况下进行调制。

低电平调幅电路

一般置于发射机的前级，再由线性功率放大器放大已调幅信号，得到所要求功率的调幅波。按调制电路输出功率的高低可分为：*DSB和SSB信号一般采用低电平调幅实现，而普通调幅波采用高电平调幅实现，高电平调幅时一般是将调制和功放合二为一，一级完成。*5.2.1实现调幅的方法

1双边带调幅可见，输出电压与两输入电压乘积成正比的器件均可实现抑制载波的双边带调幅波。*用模拟乘法器实现：*单边带调制

1）滤波法2）移相法**相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。

图中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是互相移相90°。因此，输出电压为*

这种方法原则上能把相距很近的两个边频带分开，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。

但这种方法要求调制信号的移相网络和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确地移相90°。这一点在实际上是很难做到的。*

修正的移相滤波法修正的移相滤波法

这种方法所用的90°移相网络工作于固定频率，因而克服了实际的移频网络在很宽的音频范围内不能准确地移相90°的缺点。

这种方法所需要的移相网络工作于固定频率

1与

2，因此制造和维护都比较简单。它特别适用于小型轻便设备，是一种有发展前途的方法。BM1v1=

vWv¢低通滤波器BM390°移相网络v¢=cosw1tBM2低通滤波器BM4v2=

vΩv

¢v=sinw1t音频振荡器BM-平衡调幅器音频输入VW(t)=sinWt90°移相网络v0¢=cosw1tv0=sinw2t载波振荡器合并网络v3±v4SSB输出v1=sinWtsinw1tv2=cos(w1–W)tv3=vW×

v3=sinw2tcos(w1-W)tv2=sinWtcosw1tv4=cos(w1–W)tv4=v0¢×v3=sinw2tsin(w1–W)t*3）残留边带调幅(a)广播电视台系统发端滤波器特性(b)电视接收系统中频滤波器特性

残留边带调幅(记为VSBAM)它在发射端发送一个完整的边带信号、载波信号和另一个部分被抑制的边带信号。

这样它既保留了单边带调幅节省频带的优点，且具有滤波器易于实现、解调电路简单的特点。在广播电视系统中图象信号就是采用残留边带调幅。*5.2.2二极管调幅电路1.简单的二极管调幅电路

调制信号和载波信号相加后，通过二极管非线性特性的变换，在电流i中产生了各种组合频率分量，将谐振回路调谐于载波频率，便能取出和或差的成分，这便是普通调幅波。二极管的工作状态可分为小信号和大信号两种情况,小信号调幅又称为平方律调幅,可用幂级数法来分析;大信号调幅又称为开关式调幅,它可用折线法进行分析.*(1)平方律调幅－二极管信号较小时的工作状态当vD很小时，级数可只取前四项*

经分类整理可知：是我们所需要的上、下边频。这对边频是由平方项产生的，故称为平方律调幅。其中最为有害的分量是项。

由于二极管不容易得到较理想的平方特性，因而调制效率低,无用成分多，目前较少采用平方律调幅器。*(2)开关式调幅

在大信号情况应运时，依靠二极管的导通和截止来实现频率变换，这时二极管就相当于一个开关。

满足的条件时，二极管的通、断由载波电压决定。先来回忆一下开关式调幅电路:****2.平衡调制器

两个开关式调制器对称连接的电路，载波成分由于对称而被抵消，在输出中不再出现，因而平衡调制器是产生DSB和SSB信号的基本电路。**设，二极管又具有理想的开关特性，当载波为正半周时，D1和D2导通，调制信号通过Tr2传到负载，当载波为负半周时，D1和D2截止，调制信号被阻断，不能传送到输出端。此时，加在两个二极管上的电压为：*与方向相反，所以：iL中包含了***问题:根据输入信号的大小,二极管调幅电路可分为哪两种调幅方式?开关式调幅的核心是什么?简单的开关式调幅电路中的输出包含哪些主要频率分量?完成的已调波属什么性质?平衡调制器的结构?产生的是何种已调波?载漏的概念?**2.环形调制器

在平衡调制器的基础上，再增加两个二极管，使电路中4个二极管首尾相接构成环形，这就是环形调制器。*****=

gDVM[cos(

C+)t+cos(

C–

)t]

振幅比平衡调制器提高了一倍，并抑制了低频

分量，因而获得了广泛应用。

从其正负半周期的原理图可知环形调制器输出电流的有用分量**

普通调幅波的高频振荡是连续的，可是双边带调幅波在调制信号极性变化时，它的高频振荡的相位要发生180

的突变，这是因为双边带波是由v0和v

相乘而产生的。*例5-2：*5.3、高电平调幅电路

高电平调幅电路需要兼顾输出功率、效率和调制线性的要求。最常用的方法是对功放的供电电压进行调制。

根据调制信号控制方式的不同，对晶体管而言，高电平调幅又可分为基极调幅和集电极调幅。*5.3.1基极调幅电路*5.3.2集电极调幅电路C1C2*集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率为：1)集电极有效电源电压Vc(t)供给被调放大器的总平均功率2)集电极直流电源VcT所供给的平均功率则为3)调制信号源Vc

供给的平均功率4)平均输出功率5)集电极平均耗散功率*6)集电极效率故：2)总输入功率分别由VCT与VC

所供给，VCT供给用以产生载波功率的直流功率P=T，VC

则供给用以产生边带功率的平均功率PDSB。1)平均功率均为载波点各功率的()倍3)集电极平均耗散功率等于载波点耗散功率的()倍，应根据这一平均耗散功率来选择晶体管，以使PCM≥Pcav。4)输出的边频功率由调制器供给的功率转换得到，大功率集电极调幅就需要大功率的调制信号电源。5.3.3双重调幅**问题:环形调制器的结构?与平衡调制器的比较(从已调波的性质及主要频率分量和振幅方面).高电平调幅分哪几种?主要利用丙类功放的哪些特点?各种高电平调幅方式的比较?为何要进行双重调幅?主要有哪两种方式?**5.4包络检波一、概述

振幅解调(又称检波)是振幅调制的逆过程。它的作用是从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。

从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失真地从载波频率附近搬移到零频率附近,因此，检波器也属于频谱搬移电路。

检波器的组成应包括三部分，高频已调信号源，非线性器件，RC低通滤波器。其组成原理框图如下图所示。*包络检波同步检波检波器分类:平方律检波峰值包络检波平均包络检波载波被抑制的已调波解调原理解调输出载波信号v0(t)=cosw0tvW(t)调幅信号vs(t)低

通滤波器**5.4.1小信号二极管平方律检波*5.4.2二极管(大信号)峰值包络检波器

二极管(大信号)包络检波器串联型二极管包络检波电路并联型二极管包络检波电路*

RL、C为二极管检波器的负载，同时也起低通滤波器作用。

一般要求的输入信号大于0.5V，所以称为大信号检波器。*RLC电路：二是作为检波器的负载，在其两端输出已恢复的调制信号。一是起高频滤波作用。故必须满足二极管检波器的波形图其检波图如右图及定量分析:**2.包络检波器的质量指标1)电压传输系数(检波效率)另外：

---电流通角R---检波器负载电阻Rd---检波器二极管内阻

当R>>Rd时，

0，cos

1。即检波效率Kd接近于1，这是包络检波的主要优点。*2)等效输入电阻RidVim---输入高频电压的振幅Iim---输入高频电流的的基波振幅

由于二极管输入电阻的影响，使输入谐振回路的Q值降低，消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。*3)检波失真①惰性失真惰性失真

由于负载电阻R与负载电容C的时间常数RC太大所引起的。这时电容C上的电荷不能很快地随调幅波包络变化,从而产生失真。

为了防止惰性失真，只要适当选择RC的数值，使检波器能跟上高频信号电压包络的变化就行了。

也就是要求>或写成在工程上可按

maxRC≤1.5计算。*②负峰切割失真(底部切割失真)

检波器输出常用隔直流电容Cc与下级耦合，如图所示。Rg代表下级电路的输入电阻。考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻Rg后的检波电路为了有效地传送低频信号，要求则检波过程中，Cc两端建立了直流电压经电阻R和Rg分压，在R上得到的直流电压为：++vWC+RRgVCCcviD––––*

对于二极管来说，VR是反偏压，它有可能阻止二极管导通，从而产生失真。

为了避免底部切割失真，调幅波的最小幅度Vim(1–ma)必须大于VR即：*③非线性失真④频率失真这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。这种失真是由于耦合电容Cc和滤波电容C所引起的。Cc的存在主要影响检波的下限频率

min。为使频率为

min时，Cc上的电压降不大，不产生频率失真，必须满足下列条件：或电容C的容抗应在上限频率

max时，不产生旁路作用，即它应满足下列条件：或一般Cc约为几

F，C约为0.01

F。5.4.3检波器元器件的选择与实用电路分析**5.4.5平均值包络检波自学**5.5同步检波乘积检波平衡同步检波1.乘积检波器(1)工作原理经过低通滤波后*

*2.三极管同步检波电路采用包络检波器构成同步检波电路，它的实现模型如图所示。同步检波实现模型其原理电路见右同步检波原理电路设输入信号为抑制载波的双边带本地振荡信号则它们的合成信号故当时因此，通过包络检波器便可检出所需的调制信号。非线性器件低通滤波器包络检波器vsv1v0+v

r–DCRL+v0–~~+vs–**实际应用电路常采用平衡调制器构成同步检波电路。5.5.2平衡同步检波电路**3.单边带信号的接收(SSB)单边带信号的接收过程正好和发送过程相反。单边带接收机方框图它是二次变频电路。fi1较高，用调谐回路即可选出所需的边带。fi2较低，一般采用带通滤波器取出单边带信号。单边带信号与第三本振载波信号在乘积检波器中进行解调，经过低通滤波器后，即可获得原调制信号。f0+F第一混频高放第一中放第二混频第二中放带通滤波乘积检波器低通滤波第一本振第二本振第三本振低放f0+Ffi1+Ffi1+Ffi2+Ffi2+Ff1=fi1+f0f2=fi2+fi1fi2F

振幅调制、解调7.2调幅信号的解调7.2.1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图7―30所示。图7―30包络检波的原理框图图7―31同步解调器的框图

同步检波又可以分为乘积型(图7―32(a))和叠加型(图7―32(b))两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图7―32同步检波器7.2.2二极管峰值包络检波器

1．原理电路及工作原理图7―33(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。

式中,ωc为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频ωIΩ为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为

图7―33二极管峰值包络检波器(a)原理电路(b)二极管导通(c)二极管截止图7―34加入等幅波时检波器的工作过程

从这个过程可以得出下列几点:

(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。

(2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即Uo≈Um)。

(3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。图7―35检波器稳态时的电流电压波形图7―37输入为AM信号时检波器的输出波形图图7―37输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形

图7―38包络检波器的输出电路2．性能分析

1)传输系数Kd

检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为(7―43a)(7―43b)

由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图7―35有:(7―44)(7―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0为

式中,α0(θ)、α1(θ)为电流分解系数。由式(7―43(a))和图7―35可得基频分量为(7―47)(7―47)(7―48)

由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数,求出θ后,就可得Kd。由式(7―47)Uo=I0R,有(7―49)等式两边各除以cosθ,可得(7―50)

当gDR很大时,如gDR≥50时,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(7-50),有(7―51)

图7―39Kd～gDR关系曲线图图7―40滤波电路对Kd的影响2)输入电阻Ri

检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图7―41所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即(7―52)

输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。由式(7―47),有(7―53)图7―41检波器的输入阻抗

当gDR≥50时,θ很小,sinθ≈θ-θ3/7,cosθ≈1-θ2/2,代入上式,可得3．检波器的失真

1)惰性失真在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。图7―42惰性失真的波形

为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即(7―55)

如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为(7―57)

二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcosΩt)。从t1时刻开始通过R放电的速度为将式(7―57)和式(7―57)代入式(7―55),可得

实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得代入式(7―58),得出不失真条件如下:(7―59)(7―70)(7―71)

图7―43底部切削失真2)底部切削失真底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图7―43(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值UC,可以把它看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。在电阻R上的压降为

(7―72)

调幅波的最小幅度为UC(1-m),由图7―43可以看出,要避免底部切削失真,应满足(7―73)(7―74)图7―44减小底部切削失真的电路4．实际电路及元件选择图7―45检波器的实际电路

根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下:(1)回路有载QL值要大,(2)为载波周期

(3)(4)(5)5.二极管并联检波器除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。

图7―47并联检波器及波形(a)原理电路(b)波形(c)实际电路

根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转换为输出平均功率,即当Uav≈UC时(UC为载波振幅)有(7―75)7．小信号检波器小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即一般小信号检波时Kd很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为(7―77)(7―77)

将它代入上式,可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为

若用ΔIav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则(7―78)相应的Kd和Ri为(7―79)(7―70)

若输入信号为单音调制的AM波,因Ω<<ωc,可用包络函数U(t)代替以上各式中的Um(7―71)图7―47小信号检波7.2.3同步检波

1．乘积型设输入信号为DSB信号,即us=UscosΩtcosωct,本地恢复载波ur=Urcos(ωrt+φ),这两个信号相乘(7―72)

经低通滤波器的输出,且考虑ωr-ωc=Δωc在低通滤波器频带内,有(7―73)

由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即ωr=ωc,φ=0,则

uo=UocosΩt(7―74)

无失真地将调制信号恢复出来。若恢复载波与发射载频有一定的频差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt(7―75)

引起振幅失真。若有一定的相差,则

uo=UocosφcosΩt(7―77)图7―48几种乘积型解调器实际线路2.叠加型叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波,使之成为或近似为AM信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对DSB信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的AM波。图7―49就是一叠加型同步检波器原理电路。设单频调制的单边带信号(上边带)为

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct

恢复载波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］(7―77)

式中(7―78)(7―79)(7―80)

式中,m=Us/Ur。当m<<1,即Ur>>Us时,上式可近似为(7―81)(7―82)图7―49叠加型同步检波器原理电路

图7―50平衡同步检波电路

采用图7―50所示的同步检波电路,可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路,上检波器输出如式(7―82),下检波器的输出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)(7―83)

则总的输出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt(7―84)

振幅调制、解调及混频10.3混频10.3.1混频的概述

1．混频器的功能混频器是频谱线性搬移电路,是一个六端网络。它有两个输入电压,输入信号us和本地振荡信号uL,其工作频率分别为fc和fL输出信号为uI,称为中频信号,其频率是fc和fL的差频或和频,称为中频fI,fI=fL±fc(同时也可采用谐波的差频或和频)。图10.―51混频器的功能示意图图10.―52三种频谱线性搬移功能

(a)调制(b)解调(c)混频2．混频器的工作原理设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

这两个信号的乘积为(10―85)(10―810)

图10.―53混频器的组成框图

本振为单一频率信号,其频谱为

FL(ω)=π［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］输入信号为己调波,其频谱为Fs(ω),则(10―87)

图10.―54混频过程中的频谱变换(a)本振频谱(b)信号频谱(c)输出频谱3．混频器的主要性能指标

1)变频增益变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比,即(10―88)

同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比,即2)噪声系数混频器的噪声系数NF定义为

通常用分贝数表示变频增益,有(10―89)(10―90)(10―91)输入信噪比(信号频率)

输出信噪比(中频频率)(10―92)3)失真与干扰变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外,还会产生各种非线性干扰,如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。4)变频压缩(抑制)

在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如图10.―55所示。

图10.―55混频器输入、输出电平的关系曲线5)选择性混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即fI=fL-fc),而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。10.3.2混频电路

1．晶体三极管混频器图10.―510晶体三极管混频器原理电路(10―93)经集电极谐振回路滤波后,得到中频电流iI(10―94)

变频跨导gC=gm1／2,gm1只与晶体管特性、直流工作点及本振电压UL有关,与Us无关,故变频跨导gC亦有上述性质。由式(10―94),有输出中频电流振幅输入高频电压振幅(10―95)(10―910)(10―97)图10.―57gC～UL的关系

图10.―58gC～Eb的关系图10.―59混频器本振注入方式2．二极管混频电路在高质量通信设备中以及工作频率较高时,常使用二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、电路简单、组合分量少。图10.―101是二极管平衡混频器的原理电路。输入信号us为已调信号；本振电压为uL,有UL>>Us,大信号工作,由第5章可得输出电流io为(10―98)输出端接中频滤波器,则输出中频电压uI为(10―100)

图10.―100收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路(b)FM收音机变频电路

图10.―100收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路(b)FM收音机变频电路

图10.―102为二极管环形混频器,其输出电流io为经中频滤波后,得输出中频电压(10―100)(10―101)图10.―101二极管平衡混频器原理电路图10.―102环型混频器的原理电路

图10.―103正交混频器3．其它混频电路图中输入变压器是用磁环绕制的平衡—不平衡宽带变压器,加负载电阻200Ω以后,其带宽可达0．5～30MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300Ω,带宽为0～30MHz,因此,该电路为宽带混频器。图10.―104差分对混频器线路图10.―105用模拟乘法器构成混频器图10.―1010场效应管混频器的实际线路

加在两管栅极的交流电压分别为uGS1=us+uL和uGS2=-us+uL,两管的漏极交流电流分别为

iD1=a(us+uL)+b(us+uL