多模块并联DC-DC变换器均流控制与交错控制毕设论文

1中国矿业大学徐海学院本科生毕业设计姓名张宁学号22130195学院中国矿业大学徐海学院专业电气工程及其自动化设计题目多模块并联DCDC变换器均流控制与交错控制的数字实现专题指导教师戴鹏职称教授22017年3月徐州3中国矿业大学徐海学院毕业设计任务书专业年级电气131班学号22130195学生姓名张宁任务下达日期2017年1月10日毕业论文日期2017年2月28日至2017年6月15日毕业论文题目多模块并联DCDC变换器均流控制与交错控制的数字实现毕业论文专题题目毕业论文主要内容和要求1学习多种基本DCDC变换器的拓扑结构、掌握其工作原理。2学习DCDC变换器的两种控制模式电压和电流闭环控制模式，并完成仿真。3掌握多模块交错并联半桥型DCDC变换器的工作原理、完成系统建模，并完成仿真。针对两相交错并联DCDC变换器进行仿真与实验分析。44学习常用的模拟控制器实现的均流控制方法，根据3中的系统建模，运用数字控制器完成两个模块并联运行时的均流控制，比较模拟、数字方法的优劣。5学习TI公司TMS320F28335型DSP的寄存器配置及编程方法；针对多模块均流的方案，在两相并联的DCDC变换器上进行验证。指导教师签字5郑重声明本人所呈交的毕业设计，是在导师的指导下，独立进行研究所取得的成果。所有数据、图片资料真实可靠。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外，本毕业设计的研究成果不包含他人享有著作权的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确的方式标明。本论文属于原创。本毕业设计的知识产权归属于培养单位。本人签名日期67中国矿业大学徐海学院毕业设计指导教师评阅书指导教师评语（基础理论及基本技能的掌握；独立解决实际问题的能力；研究内容的理论依据和技术方法；取得的主要成果及创新点；工作态度及工作量；总体评价及建议成绩；存在问题；是否同意答辩等）8成绩指导教师签字年月日9中国矿业大学徐海学院毕业设计评阅教师评阅书评阅教师评语（选题的意义；基础理论及基本技能的掌握；综合运用所学知识解决实际问题的能力；工作量的大小；取得的主要成果及创新点；写作的规范程度；总体评价及建议成绩；存在问题；是否同意答辩等）10成绩评阅教师签字年月日11中国矿业大学徐海学院毕业设计答辩及综合成绩答辩情况回答问题提出问题正确基本正确有一般性错误有原则性错误没有回答答辩委员会评语及建议成绩答辩委员会主任签字年月日12学院领导小组综合评定成绩学院领导小组负责人年月日13摘要随着经济的发展和科技的进步，电力电子技术取得了明显的有效发展。功率变换器作为电力电子技术的一个重要组成元件，正朝着模块化、小型化、绿色化和数字化的方向发展。本文首先介绍了几种基本DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理，根据实际中对变换器的性能好、损耗小等的要求，为此选取了电压电流应力最小的非隔离型双向半桥DCDC变换器作为研究对象，详细介绍了其在升压（BOOST）和降压（BUCK）不同工作模式下的工作原理。此外，在对比分析几种均流控制方案后，最终确定了与主从控制均流法相一致的DCDC变换器的电压电流双闭环控制策略；基于MATLAB/SIMULINK环境，搭建立了两相交错并联双向DCDC变换器的仿真模型，分别对其在不同工作模式下进行了仿真，采用电压环作外环和电流环作内环双闭环比例积分（PI）控制生成PWM波，得到所需的输出电压电流仿真波形；最后，基于实验室现有的平台，对交错并联电路升压（BOOST）工作模式进行了实验验证。根据观察控制电路的波形，证明了交错均流控制时，两相电流峰谷相填，总电流波纹幅值明显减小，控制系统有很好的稳定性和跟随性。关键词双向DCDC变换器；半桥；交错并联；均流控制14ABSTRACTWITHTHEDEVELOPMENTOFECONOMICANDSCIENTIFICANDTECHNOLOGICALPROGRESS,HAVEACHIEVEDSIGNIFICANTANDEFFECTIVEDEVELOPMENTOFPOWERELECTRONICSPOWERELECTRONICS,POWERCONVERTERASANIMPORTANTCOMPONENT,ISMOVINGTOWARDSAMODULAR,COMPACT,GREENANDDIGITALDIRECTIONFIRSTLY,INTRODUCESTHEBASICDCDCCONVERTERTOPOLOGYANDHOWITWORKS,ACCORDINGTOTHEACTUALCONVERTERREQUIREMENTSSUCHASPERFORMANCE,LOWLOSS,SELECTAMINIMUMVOLTAGEANDCURRENTSTRESSESNONISOLATEDDOUBLEHALFBRIDGEDCDCCONVERTERASTHEOBJECTOFSTUDY,INTRODUCESINBOOSTCONVERTERSRESPECTIVELYBOOSTANDBUCKBUCKUNDERDIFFERENTMODESOFWORKINADDITION,INCONTRASTTOSEVERALFLOWCONTROLOPTIONS,DETERMINEDCONSISTENTWITHMASTERSLAVECONTROLFLOWOFDCDCCONVERTERFORVOLTAGEANDCURRENTDOUBLECLOSEDLOOPCONTROLSTRATEGYBASEDONMATLAB/SIMULINKENVIRONMENT,ANDESTABLISHEDATWOPHASEINTERLEAVEDTWOWAYDCDCCONVERTERSIMULATIONMODELS,FORTHEIRWORKINDIFFERENTMODESARESIMULATEDUSINGVOLTAGEASTHEOUTSIDERINGANDCURRENTDOUBLECLOSEDLOOPPROPORTIONALANDINTEGRALPICONTROLGENERATESPWMWAVE,GETTHEREQUIREDOUTPUTVOLTAGEANDCURRENTWAVEFORMFINALLY,INTERLEAVEDCIRCUITSSTEPUPBOOSTMODELEXPERIMENTSBASEDONWAVEFORMOFTHECONTROLCIRCUIT,PROVEDTHATCROSSFLOWCONTROL,TWOPHASECURRENTPEAKANDVALLEYFILL,THETOTALCURRENTRIPPLEAMPLITUDEDECREASES,THECONTROLSYSTEMHASVERYGOODSTABILITYANDTRACKINGKEYWORDSDOUBLEDCDCCONVERTERHALFBRIDGEINTERLEAVEDFLOWCONTROL15目录1绪论111课题研究背景与意义112多模块并联均流控制技术2121均流控制3122交错运行413本文研究内容42几种DCDC变换器的研究621基本DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理622双向DCDC变换器的研究8221双向DCDC变换器的拓扑选择及应力分析9222不隔离双向半桥DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理10223双向DCDC变换器的控制模式12224双向DCDC变换器的控制方法1423本章小结143交错并联双向半桥DCDC变换器的研究1531两相交错并联双向DCDC变换器15311降压BUCK模式工作原理15311升压BOOST模式工作原理1732两相交错并联双向DCDC变换器的并联均流18321输出阻抗法18322主从控制法19323平均电流自动均流法20324外加均流控制器均流法2133两相交错并联双向DCDC变换器的控制策略211634本章小结224两相交错并联双向DCDC变换器的仿真分析2341不均流模式下的仿真分析23411参数设计23412两相交错并联双向DCDC变换器不均流仿真电路23413两相交错并联双向DCDC变换器不均流仿真分析2542均流模式下的仿真分析26421参数设计26422两相交错并联双向DCDC变换器均流仿真电路27423两相交错并联双向DCDC变换器均流仿真结果分析2843本章小节305实验验证3151实验平台介绍31511开关管及其驱动电路31512RCD吸收电路3352实验参数34521储能电感35522输出电容3553实验波形35531输出电压波形35532电感电流波形3654本章小结37结论38参考文献39翻译部分41英文原文4117中文译文53致谢63中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计11绪论11课题研究背景与意义当今时代，电力电子技术是一门发展十分迅猛的技术。其中，电力电子器件的发展有着不可或缺的决定性作用。电力电子技术的应用范围非常广阔，不仅用于工业、农业、航空、信息服务业、新能源等，还深深影响着人们日常生活中的照明电路、冰箱等家庭用电。电力电子器件的发展历程决定着电力电子技术的发展方向。在这其中，双向DCDC变换器（BIDIRECTIONALDCDCCONVETER）是一个常见开关电源。总的来说，它是一种既可以运行在伏安特性的第一象限，又可以在第二象限运行的直流变换器，也就是说，这种变换器能够使电机在正转电动与再生制动两种模式下交替切换，市场应用前景可观。实际生产中大功率负载的需求，电源多模块并联技术的探讨钻研也在逐年增多。而在并联系统中必须要引入均流技术来保证系统可靠运行，达到电流较为平均分配的效果，更多地展现出并联电源的优势。因此，均流控制是我们探究模块电源并联技术中的必须面对的问题。在早期，双向变换器只能被应用在低压、小功率场所。但伴随着储能技术的不断进步，双向电源在智能微电网（INTELLIGENTMICROGRID）、电动汽车（BEV）、大功率不间断电源等大功率等级的场合中使用次数越来越多1。20世纪80年代初，双向变换器首次被使用在太阳能电源系统中，由于航天技术对于电源的大小和质量有较严苛的要求；于是美国学者采用了双向直流变换器，为蓄电池充电、放电，来保持母线上的电压不变2。CAICHI,中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计2E等人在1994年研究BUCKBOOST双向变换器的项目上，使双向变换器的功率达到20KW，得以用在电动汽车的无刷直流电机上；此外，澳大利亚的FELIXAHIMNELSTOS发表了文章，他总结出了非隔离型双向DCDC变换器的四种基本拓扑结构3。1997年，研究者JAINM改进了一类隔离型变换器。这类的变换器的结构原边为半桥结构，副边为推挽结构；在蓄电池充电时，变换器为降压运行模式，在直流母线电压不足时为升压运行模式，同时他还使用了平均状态模型对开关电源建模4。在1999年，香港理工大学的HLCHAN,KWECHENG和DSUTANTO研究了移相控制的双向DCDC变换器，通过的频率控制且保持频率不变化，并实现了零电压软开关；引入同步整流技术，使隔离电源的传输效率得到有效进步5。CHUNLONGZHAN等人员在应用在燃料电池上研究了双向变换器的软启动策略，传统电感电流反向损害器件而带来的BUCKBOOST变换器启动问题被成功克服5。2001年，陈刚博士在双向反激式DCDC转换电路中加入了钳位电路，在结构上形成了有源钳位双向反激式直流转换器，从而降低了开关管的电压承受能力6。2004年，张方华博士提出了双向转换电路的新研究，如推挽激励移相型双向直流转换器，正负冲击模块直流转换器等7。2010年，美国学者NADIA等人研究了全桥隔离型DCDC变换器，把它应用在电池储能系统中，其功率级别有了前所未有的高等8。近年来，国内的许多科研机构和有关院校也逐渐涉猎这一行业的研究。由此可见，DCDC变换器并联技术的研究具有深刻社会意义和较高水平经济效应。多模块并联DCDC变换器的特别关键的枢纽就是采用均流策略。以保证并联模块的开关及各个电力器件的工作电压、电流均匀分配，避免一个或多个电源模块受热不均匀，处在非常危险的运行状态9。因此，可靠的均流控制大功率DCDC变换器安全运行的问题关键。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计3目前，直流并联系统已经被广泛用于军事、工业、农业、航空、信息服务业、新能源等各个领域。所以，如何处理并联系统运行中的技术难题，就成为电力电子技术（POWERELECTRONICSTECHNOLOGY）中的热门探究项目之一。12多模块并联均流控制技术在并联系统中，每个电源模块身临其境，系统的总电源容量由每个电源模块平均承担。这样一来，系统也方便运行，安全性高。当系统发生运行故障情况时，引发故障的部分会被系统所屏蔽，即在电路中切除该部分；问题电路被断开，而没有发生故障的部分，仍然可以继续正常工作。如此一来，系统的工作效率得到了保证10。并联电源具有很多单电源供电并不具备的优点，例如很好地实现电源的模块化，进而扩充了电源容量；各个并联支路互不受影响，继而提高了系统的工作效率；降低了成本投入等等。121均流控制多模块并联系统中，电源为负载供电时，由戴维南定理可知，从负载端看进去，则每个模块可以看作把一个理想电压源和内阻串联起来。以两个模块的并联运行为例，其等效电路图如图11所示，UO为输出电压，IO表示输出电流，RO为等效输出电阻。当这两个模块输出外特性完全一致时，负载功率就会平均分给每个单元模块。但若它们不同，则模块的RO变小，UO变大，如图11所示，模块就必须分担较多的功率。如果对系统不进行均流控制，那么有的模块的电流应力偏大，就可能会被损坏。因此，只要模块的输出外特性不同，控制系统就需要进行均流控制。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计4UOIO2IO/2IO1UI（A）并联等效电路图（B）输出外特性图11两模块并联的等效电路图多个DCDC变换器并联时，若负载发生变动，电源的输出外特性关系曲线肯定不会完全一致，RO小的变换器将会承受较多的电流，各个模块电流不再相等。由此我们可以得出改变RO能够实现均流；另外，调节开路端的UO亦是一种方法。简单地来说，模块的输出电流IO经过检测后判别其不均流水平，用其作为直流UO的给定值或者反馈量，从而调节模块的UO，达到均流的目标11。这就是所谓的并联均流控制技术。具体来说，DCDC变换器的并联均流方案有很多。为系统选择合适的方案也是必须要考虑的，每种方法的工作原理及优弊端会在第三章中详细介绍。122交错运行交错运行也是一种并联运行技术。我们可以将脉冲的宽度和间隔都一样的几个变换器并行连接起来，然后就能够管理它们的波形，使它们的相角满足一定规律从而将波形变得稳定的现象就叫交错。更浅显的来说，就是让几个变换器在同样的时间里有着同样的动作，但是会有前后之差，它们在不相同的位置一起工作12。与一般的变换器相比，DCDC变换器在此中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计5方式下工作时有很大的优点。具体如下DCDC变换器能够将输出电压电流的波形变得更加稳定，还能够在一秒内增加波形的周期性变化的次数。如果有M个并联交错运行的变换器，那么其电流波形的每秒内周期性变化的次数是每一部分电流波形的每秒内周期性变化的次数的M倍。但是波纹的放大倍数比各单元电流的波纹放大倍数低很多，这样变换器在工作中就会大大降低对波形起到滤过作用的电感的需求。如此一来，我们就能够去掉一些不必要的元件，进而将这一模块的占用空间大大降低。此时变换器对周围电磁场的抵抗力也变得强大起来13。由于交错运行技术也属于并联运行技术，所以，变换器在交错运行时也需要要面临均流控制问题。13本文研究内容根据前文分析可知，并联电源具备许多长处，因此在电力电子行业中得到了宽泛的利用。但在实际生产中，参加系统运行的模块的参数不可能完全统一，总会有大大小小的差异。要实现各个模块均匀分担负载电流这个理想目标亦是非常困难的，因此必须要采取均流控制措施。此外，在实现均流控制的同时，若引入交错运行，则可以进一步改善和提高UO、IO的质量。论文详细探究的内容为以下五个部分第一章分析了DCDC变换器的研究和发展现状以及面临的问题，对双向DCDC变换器在应用上所需要的多模块并联均流控制技术进行综述分析。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计6第二章分析了多种不同拓扑的双向DCDC变换器的结构，并比较分析了双向DCDC控制模式及控制方法，确定了本文所需要的拓扑结构及其控制方案。第三章分析了两相交错并联双向半桥DCDC变换器在不同模式下的工作原理，研究了几种常用的双向DCDC变换器的控制均流的方法的优弊端及适用场合，确定了本文所用的控制策略。第四章对所研究的控制电路进行了不同工作模式下的仿真分析，对比分析均流与不均流模式下电路的动态响应。第五章是实验部分，基于实验室现有的实验装置，对部分理论分析进行了实验验证。第六章对全文的工作进行总结。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计72几种DCDC变换器的研究21基本DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理将一类范围的直流电变为另外一类有固定值的电压或者可以调整的电压的直流电，这就是直流变换器的用途。直流斩波电路的种类较多，包括六种基本斩波电路14。下面将介绍六种基本电路的工作原理。首先，第一种为降压斩波电路（BUCKCHOPPER，其原理图见图21所示。根据图21可知，该电路采用的是全控型器件V，图中为绝缘栅双极型晶体管（IGBT）。图21中，在V关断时，负载中的可以通过续流二极管0VD。这种电路主要在电路中的供电端作电源，同时也可以安装在直流电动机上或者用来带动蓄电池负载等。但是后两个例子中加在负载两端的是反电动势EM。图21降压斩波电路的原理图在初始时刻，开关V处于接通，电动势为E的电源向电路中的负载供电，此时负载两端的电压U0E，流过负载的电流呈指数形式上升。在某0个时刻，V关断，此时VD在电路中起续流作用，因此，U0接近于零，流过负载的电流呈指数形式下降。0第二种升压斩波电路（BOOSTCHOPPER），其原理图见图22所示。根据图22所示可知，该电路也使用了可控开关V。其工作原理设电路中电中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计8感L值无穷大，电容C值也无穷大。当可控开关处于接通时，电源E给L充电，流过L的电流基本保持稳定在不变。同时，电容C也作为电源，1向R充电，由于C值很大，则R两端的电压大小U0保持不变。当V断开时，电源E和电感L将自身能量传输给C和R。图22升压斩波电路的原理图第三种为升降压斩波电路BUCKBOOSTCHOPPER，其原理图如图23所示。设电路中电感L值无穷大，电容C值也无穷大。如此，流过电感的电流为固定值，C两端的电压也就是R两端的电压，其大小保持U0不变。当V导通，E对L充电，此时流过L的电流记为。与此同时，电容1C也充当电源，保持U0不变并向R释放能量。此后，当V关断，L之前获得的能量便得以释放给R，流过L的电流记为。此时，R两端的电压极2性为上负下正，而E极性恰恰相反。因此这种电路也被叫做反极性（REVERSEPOLARITYCHOPPERCIRCUIT）斩波电路。图23升降压斩波电路的原理图中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计9第四种为CUK斩波电路，其原理图及其等效电路如图24所示。当V接通时，以E、L1及V围成的回路和R、L2、C以及V所环绕构成的回路中都有电流流过；V处于关断时，环绕E、L1、C和二极管VD一周所围城的电路回路以及负载R、电感L2、二极管VD所围成的回路中都有电流流过。负载两端的电压极性与E两端的极性相反。该电路的等效电路如图24B所示。开关S作用在A、B两点之间，交替切换构成不同状态的电路。图24CUK斩波电路原理图及其等效电路最后，SEPIC斩波电路和ZETA斩波电路，其原理图如图25所示。图25SEPIC斩波电路和ZETA斩波电路原理图SEPIC斩波电路的基本工作原理为当可控开关V接通时，以E、L1、V围成的回路和C1、V以及L2所环绕围城的回路中同时有电流流过，L1、L2都在此时存储能量。当可控开关V处于断态时，环绕中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计10E、L1、C1、二极管VD和R一周所围成的回路及以L2、VD和R所围城的回路同时有电流流过。此阶段E和L1既能作R的供电方，与此同时也对C1充电，C1吸收能量。V再次接通时，C1中的能量便传输给L2。ZETA斩波电路的基本工作原理为在可控开关V接通时，E作为电源，向L1释放能量，L1得以储能。与此同时，E和C1共同经过L2对负载起到电源的作用，对R供电。等到开关V关断，此时，环绕L1、二极管VD及C1所形成的振荡回路，能量从L1中传输给C1。在全部能量都传输完毕，二极管便关断。此时C1作为负载的电源，对R放电。22双向DCDC变换器的研究双向DCDC变换器，实际上由单向变换器的基础上演变而来的。通常情况下，将开关管的正极与二级管负极相连，二级管的正极与开关管的负极连接后，接入电路中。与单向变换器相比，双向变换器通过用较少的开关器件达到了能量的双向传输的效果。它具备所投入的成本少、性能良好等优势。221双向DCDC变换器的拓扑选择及应力分析双向DCDC变换器，根据输入端、输出端之间有无电气上的隔离形式，把它分为两类隔离型、非隔离型双向DCDC变换器。通常情况下，在一些基本双向DCDC变换器的电路拓扑结构中，插入工作频率大于十千赫兹的电源变压器。此时得到的双向变换器即为隔离型双向DCDC变换器。非隔离型双向DCDC变换器没有变压器的损耗、构成器件少、工作效率可观、容易操作。除此之外，它还具备规模小、重量轻等特点15。在实际生产生活应用中，我们对双向DCDC变换器的要求是中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计11具备高工作效率、损耗小、成本低的功用。因此，根据实际的生产设计要求，非隔离型的转换器是我们需要重研究的。变换器的功率开关器件受输入输出端的电压比的影响，两端的电压电流过大超过了最大承受能力。严重的话，功率开关器件可能会被损坏。因此，我们要选择电压电流应力小的拓扑结构的非隔离型双向DCDC变换器。下面对几中非隔离型的双向变换器的性能进行比较分析。详细内容见下表21、2216。变换器的输入、输出分别记为UI、UO，电感内阻记为RL，占空比记为D。表21非隔离型双向DCDC变换器的电压应力比较从表21中观察得知，承受能力最小的是双向半桥DCDC变换器，输入电压均为UI。与此同时，其它类型的变换器的电压值均为UIUO，电压幅值都比半桥型大的多。根据工作电压与额定电压的比值即电压应力最小这个条件来评判，双向半桥型DCDC变换器是最合适的选择。表22非隔离型双向DCDC变换器的电流应力比较中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计12上表22中最后两种变换器在实际电路中均需要电感量很大的两个的电感。这样一来，装置的体积增大，成本增加，经济性差。电压电流应力小的拓扑结构能够有效的提高变换器的工作效率，减小变换器的损耗。相比较而言，我们所选择的双向半桥型DCDC变换器就仅需要一个电感，节约了生产成本的投入。综上所述，在满足实际生产生活的需求下，将不隔离型双向半桥DCDC变换器作为本文的研究对象。222不隔离双向半桥DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理双向半桥的电路图如图26所示。它既可以在降压情况下工作，也可以在升压情况下工作。两个开关管S1、S2用于切换不同的工作模式。其中，U1表示高压端的电压，U2表示变换器低压端的电压，C1、C2为滤波电容。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计13C1C2U1U2S1S2D1D2L图26不隔离双向半桥DCDC变换器的电路拓扑结构当开关管S1接通、开关管S2保持关断时，电路BUCK降压模式下运行。此时能量从U1向U2传输。降压（BUCK）运行模式的等效电路图如图27所示。U1U2C1C2LD2LILILU1U2C1C2（A）S1导通（B）S1关断图27BUCK降压运行模式的等效电路图S1接通时，此时D2的电压上负下正，处于反向截止状态，其等效电路见图27A。此时变换器高压端U1给L充电，释放能量传输给L，电感两端的电压为正值，流过电感的电流按指数形式增大。S1断开时，此时二极管D2开始正向导通，发挥续流的作用，即电感电流在D2上流过，流经电感的电流按指数形式减小。其等效电路图如图27B所示。改动开关管S1中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计14的占空比，完成对输出电压U2和电流大小的改动。假设S1的占空比为D，电压U1、U2与占空比D之间的联系为17U2U1D21当开关管S2处于接通、开关管S1保持关断时，电路在BOOST升压模式下运行，能量从U2向U1传输。升压运行模式的等效电路图见图28所示。U1U2C1C2LILU1U2C1C2LD1IL（A）S2导通（B）S2关断图28BOOST升压运行模式的等效电路图S2接通时，此时D1的电压为负值，处于反向截止状态，其等效电路见图28A。变换器低压侧U2充当电源，给电感L的充电，释放能量传输给L，电感电流按指数形式增大。S2断开时，此时D1正向导通，发挥了续流的作用，即流经D2，此时L上电压为负值，因此电感电流按指数形式减小，其等效电路图如图28B所示。改动开关管S2的占空比，完成对输出电压U1和电流大小的改动。假设S2的占空比为D，电压U1、U2与占空比D之间的联系为18U1U2（1D）22223双向DCDC变换器的控制模式为了观察输出电压跟随给定电压的变动，并且尽可能快速准确的达到中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计15给定电压。可以选择的控制方式通常有以下两种电压单闭环跟踪控制和电流双闭环跟踪控制19。第一种控制的系统框图如图29所示。双向DC/DC变换器PWMPI控制器三角波给定电压UIUO图29电压控制系统框图根据图29所示的系统框图可以观察出，在这种控制中，输出电压作为反馈量，构成了的一个单闭环系统。UI经过双向DCDC变换器，将输出UO与我们所需的给定值进行比较后，将他们的差值输入PI中进行调节。对它进行调节完之后，其输出的信号和三角波信号将作为PWM的输入。经过PWM调制后，这时得到的信号用来操控开关管的开通关断，变换器的UO的大小因此得以改变20。此控制模式下的系统是单闭环结构，简易眀了，操作起来简单省时。但当系统电压发生变动或波动较大时，电压环只能在改动的结果输出完成后才能发挥作用，此时输出电压已经产生了大变动，使得整个系统响应速度、稳定性都变差。电压单闭环控制模式中电流变化过快，会影响变换器的性能及寿命。然而若采用第二种电流控制模式，就可以有效的克服第一种模式的劣势。简单来说，第二种控制就是在第一种的形式上，加入了电流反馈闭环控制模块，所以这种也叫做电压电流双闭环控制系统。其系统框图见下图中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计16210所示。双向DC/DC变换器移相PWMPI控制器三角波给定电压PI控制器UIUO电感电流图210电压电流双闭环控制系统根据图210所示的框图可以看出，经过外环时，产生了一个控制电压信号。进入PI调整后，将其作为电流环的给定值，再与IL比较，将它们的差值输入PI中调整。其输出的信号和三角波将作为PWM的输入，这时得到的信号用来操控开关管的开通关断21。由于电流跟踪环的存在，一旦电感电流发生改变，控制系统就会立即做出调节。跟踪给定值，在输出电压大小改变之前对调节器进行调节。这种控制模式下的系统跟踪性能好，响应速度快，稳定性好。此外，系统还具有限流能力，对电路进行保护作用。所以，本文将选用电压电流双闭环控制模式。224双向DCDC变换器的控制方法一般情况下，系统采用的的控制方法有以下两种模拟控制和数字控制。第一种方法主要讲的是依据串联谐振电路元件，以电路中的UC、IL作为变量，列出并求解开关在不同条件下的状态方程22。对其加入幅值变中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计17化较小的信号，获得其动态模型。但是这种方法的的模型精确性低，系统的控制功能也很差。硬件电路一旦实现便不能再改动，灵活性差。第二种方法是由数字信号来控制系统，可以完成繁琐的控制算法。在硬件电路发生改动时只要编辑改写软件程序部分就可以完成操作。控制灵活，此种方法大大优于模拟控制。因此，为了达到对双向DCDC变换器较为方便的控制，实现复杂的功能，本文选用数字控制方法进行探究。23本章小结本章阐述了多种基本形式的DCDC变换器的电路图及其工作原理，根据实际生产中，要求变换器的性能好，损耗小。为此比较分析几种非隔离型变换器的性能后，选取电压电流应力最小的非隔离型双向半桥DCDC变换器作为研究对象。最终确定采取电流电压双闭环控制模式，数字控制的控制方法。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计183交错并联双向半桥DCDC变换器的研究在实际应用中，单个功率器件的电流额定值通常不能满足大功率变换器的要求。我们必须思考出一种措施来解决上述问题。为了能够进一步的减小流过元器件电流，我们选择对电路进行多模块并联的方法来保证系统能正常运行。本章选取两相交错并联半桥型DCDC变换器为研究对象。31两相交错并联双向DCDC变换器将两个双向半桥单元相并联组成的电路结构，交错并联电路图如图31所示。U1U2C1C2D1D2S1S2S3S4D3D4L1L2图31两相交错并联双向DCDC变换器的电路拓扑图U1、U2表示两端电压，U1为高压侧电压，U2为低压侧电压，S1、S2、S3、S4是MOSFET晶体管,它们的作用为分别控制电路工作于降压（BUCK）和升压模式（BOOST）。311降压BUCK模式工作原理S1、S2导通同时S3、S4关断，电路在BUCK降压电路模式下运行，能量中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计19从高压侧向低压侧传输。根据S1、S2的占空比D的不同，降压模式可以分为三种工作状态。当D05时，因为开通时间变长，S1、S2同时导通。下图32和表31分别表示了全控器件在BUCK模式下不同占空比时的工作情况。S1S2UGS1UGS2T0T3T2T1T4TSTT0T2T1S1S2UGS1UGS2TSTAD05时图32BUCK模式三种工作状态表31BUCK模式下不同占空比时的工作状态占空比D05阶段一S1导通，L2储存能S1导通，L2储存能S1导通，L2储存能中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计20量；S2关断，通过D4续流，L1释放能量量；S2关断，通过D4续流，L1释放能量量；S2关断，通过D4续流，L1释放能量阶段二S1关断，通过D3续流，L2释放能量；S2关断，通过D4续流，L1释放能量S1关断，通过D3续流，L2释放能量；S2导通，L1储存能量S1导通，L2储存能量；S2导通，L1储存能量阶段三S1关断，通过D3续流，L2释放能量；S2导通，L1储存能量无S1关断，通过D3续流，L2释放能量；S2导通，L1储存能量阶段四与阶段二状态相同无与阶段二状态相同311升压BOOST模式工作原理S3、S4导通同时S1、S2关断，电路在BOOST升压电路模式下运行，能量从低压侧向高压侧传输。根据S3、S4占空比D的不同，升压模式可以分为三种工作状态。当D05时，因为开通时间较长，会有S3和S4同时导通的状况。下图33和表32分别表示了全控器件在BOOST模式下不同占空比时的工作情况。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计21T0T3T2T1T4TSS3S4UGS4UGS3TT0TT2T1TSS3S4UGS4UGS3AD05时图33BOOST模式三种工作状态中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计22表32BOOST模式下不同占空比时的工作状态占空比D05阶段一S3导通，L2储存能量；S4关断，通过D2续流，L1释放能量S3导通，L2储存能量；S4关断，通过D2续流，L1释放能量S3导通，L2储存能量；S4关断，通过D2续流，L1释放能量阶段二S3关断，通过D1续流，L2释放能量；S4关断，通过D2续流，L1释放能量S3关断，通过D1续流，L2释放能量；S4导通，L1储存能量S3导通，L2储存能量；S4导通，L1储存能量阶段三S3关断，通过D1续流，L2释放能量；S4导通，L1储存能量无S3关断，通过D1续流，L2释放能量；S4导通，L1储存能量阶段四与阶段二状态相同无与阶段二状态相同32两相交错并联双向DCDC变换器的并联均流根据前文所叙述的，为了使系统的稳定性得到进一步的提高，减小流过元器件的电流，减小输出变量的波纹幅度，本文采取两个双向半桥DCDC变换器并联的方案，但此方案容易发生系统参数不平衡、多个开关管同时导通等类似问题的现象，从而导致系统电路中的两个电感电流分配不均衡。下面将详细分析几种常用并联均流技术25。另外，本节还将补充介绍这几种方法各自的优弊端以及适用场合。321输出阻抗法简单来说，输出阻抗就是指输出电压与电流在负载变动的情况下的曲中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计23线的斜率，由此来调节这个斜率从而达到均流的效果。DCDC变换器的输出外特性方程为MAXOOURI（31）上式中，UO表示DCDC变换器的输出电压，UOMAX表示DCDC变换器在空载时的输出电压，输出阻抗为R，IO表示DCDC变换器的输出电流。两个DCDC变换器并联的原理图如图34所示。此时，双向DCDC变换器1和2的输出外特性方程如下1MAX1OOURI322AX2OO33图34输出阻抗法原理图由图34原理图可知，负载RL是两个双向DCDC变换器的公共电阻，所以该方案中控制系统UOUO1UO2。则只需要通过调整R的大小，电流IO1IO2就可以成立，达到均流的目标。实际上，这种并联均流方法属于一种开环模式。它最大的优势就是结中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计24构简单，易于操作，各模块不需要再另加其他来控制。但是此种方法灵活性差，具有局限性，只适用于简单、低要求的并联场合。在并联系统中，当并联模块的数量较多或UO、IL电流范围变化较大时，均流效果较差。322主从控制法此种方法需要在几个并联的DCDC变换器模块中，随意选取其中一个作为主模块，下面把它记作M。剩余的都是从模块，把它记作N。M通过电压反馈来实现并联系统UO的调整，而N的IO跟随X模块的UO，这样来达到均流的效果。其原理图如图35所示。图35主从控制法原理图从上述原理图中可以观察到，我们把M中的UF、UREF信号相减，然后可以得到它们的差值UE，将UE输入M中，再与M中的电流反馈相减，得到U1K。PWM脉冲信号的宽度由电压控制信号UC的大小控制。与此同时，M的UE还作为Y的输入值，由此N中的I的大小随M中的U的大小而变化，实现系统模块之间的并联均流的目标。这种均流方法与第二章223节中讲述的电流控制模式相似，实际上就是一种电压电流双闭环的调节方案。M与电压源的工作方式相同，N与电流源的工作方式相同。因此，主从控制法在并联系统的扩展和修改方面上比较容易进行，通过软件容易实现。但是这种方法也存在不完善的地方，中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计25其主模块对输出电流不能起限制作用26。323平均电流自动均流法此种方法与第一种有相通之处。通过改变各个模块的UI参考值来调节各模块的UO的大小。不同的是，这种方式经过一个R，将所有的电流放大器接到一条均流母线上，由于它是公共的，这样就可以获取各模块间的均流。其原理图如图36所示。图36平均电流自动均流法原理图有上述原理图可以观察出，将电阻R两端的电压记作UAB，一旦输出电流不平衡，送入均流控制器后输出的电压信号UC与给定电压值UR相加，之后将相加后生成的UM与UF相减，将它们的差UE当成控制脉冲宽度的脉冲，进而限制IO幅值大小。这种方法的优点是采用了均流线，每个模块之间的UI关系曲线便不需要满足高度一致性，均流精度高。缺点是假使控制系统中的某一个并联的单元达到了IO极限值的情况，或者是均流线发生了短接故障，那么这时UAB就会下降，进而导致每个并联模块的输出电压也会降低，甚至会出现失调现象，造成控制系统的严重故障。此外，均流线所在环节会成为系统中最敏感的部分环节，因此，采用此种方案时应该注意布线与接地的合理中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计26性。324外加均流控制器均流法最后的这种方法又叫做自动均流。应用这种方法时，特殊的均流控制器SN都得加到各个模块的控制电路中，监测它们的I值情况，通过对SN的调整来实现均流。此种方法的原理图如图37所示。图37外加均流控制器均流法原理图这种方法也必须用到一根的均流母线。这种均流控制方法的优点是均流精度高，动作响应快，在任意一个模块出现不正常运行时，由于SN的存在，非故障模块系统的均流功能不会受到破坏，依旧能够继续正常工作。但是均流控制器的引入增加了投入成本。综上所述，主从控制法的工作原理与本文所研究的双向DCDC变换器所需的控制模式相似度最高，对于控制系统的扩展和修改方面容易操作，易通过软件实现。因此，采用这种并联均流方案最为合适。33两相交错并联双向DCDC变换器的控制策略本文选取两相交错并联双向半桥DCDC变换器作为研究对象，对它的控制要求这样设计的好处是使系统反馈响应速度快，同时方便以后通过软件实现并联均流。因此，本文采用一个电压控制环作外环和两个电感的电中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计27流控制环作内环的结构，其系统原理图如图38所示。图38两相交错并联双向半桥DCDC变换器的控制系统原理图根据图38观察得出，双向DCDC变换器的输出电压与给定值UREF相减，将它们的差值作为输入信号，输入第一个比例积分调节器中进行调整，之后再与IREF相减，它们的结果作为两个电流环的输入，再次经过第二个比例积分器调整后输出电UC，作为控制脉冲宽度调制的信号。34本章小结本章选取两相交错并联半桥型DCDC变换器作为研究对象，详细地讲述了其工作原理。为了保证系统能快速响应，稳定输出，达到均流的效果，在对比分析几种均流控制方案后，确定了采用与DCDC变换器的电压电流双闭环控制策略相一致的主从控制均流法。中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计284两相交错并联双向DCDC变换器的仿真分析SIMULINK是由MATHWORKS公司推出开发，是MATLAB环境下对动态系统进行建模、仿真和分析的一个工程包。本章主要在MATLAB/SIMULINK环境下，勾勒出两相交错并联双向DCDC变换器的主电路仿真模型，研究在不同模式下系统电感电流的差异，进而证明实现均流的必要性。41不均流模式下的仿真分析411参数设计已知直流电源电压为15V，开关频率为10KHZ，可以计算出储能电感和滤波电容的大小。储能电感根据式41计算IFMAXUDLI（41）电感纹波电流IFMAX约为02A，通过计算得到电感量为5MH，最后选取的电感大小为15MH。滤波电容根据式32计算MAXFIDCU（42）电压纹波约为01V，通过计算得到电容量C为25F，最后选取的输出电容大小为100F。412两相交错并联双向DCDC变换器不均流仿真电路两相交错并联双向DCDC变换器不均流主电路仿真模型如图41所示。控制系统采用电压电流双闭环控制模式，不均流电路的各项仿真参数如下中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计29高压侧电压048V,低压侧电压015V，开关频率FS10KHZ。另外，再并联上一组理想开关带负载R1的支路，来形成动态负载，以观察控制系统的动态响应。图41交错不均流主电路仿真模型控制子模块经过PWM调制得到控制开关管IGBT开通关断的占空比控制信号27，控制子模块的仿真模型如图42所示。图42交错不均流仿真控制电路仿真模型中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计30由图41、图42控制电路的仿真模型可以看出，电压检测装置检测施加在负载电阻R两端的电压大小，电流检测装置检测流过电感L的电流大小，把这两者作为输入信号，输入到控制电路的控制子模块中。子模块是一个电压电流双闭环的控制模块。把给定的45V与测量模块检测到的实际电压值相减，引入第一个外环的比例积分调节器调整后，其输出的电压可以作为内部电流回路的给定。而后该给定I再与测量模块检测得的实际IL的相减，将输出的误差引入第二个比例积分调节器，进行PI运算，获得的即为开关器件的占空比D。我们将采用PWM技术控制来控制电路，所以需要把占空比D转换成相同占空比的PWM脉冲波，也就是说幅值为1或0的方波且幅值为1的部分占总体的比例为。因此，该PWM脉冲波需要载波与三角波调制波进行调制。该电路中采用频率为10KHZ的三角波。413两相交错并联双向DCDC变换器不均流仿真分析两相交错并联双向DCDC变换器不均流输出电压波形如图43所示。00204060810102030405060T/SU/V图43输出电压波形中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计31根据图中的观察，可以得出以下的结论，大约在023S时刻变换器工作可以达到稳定状态，输出电压到达45V，并且能够持续稳定输出。当05S时，开关闭合，负载电阻R1接入电路中，可以看出输出电压随负载的变化也发生变化，但能在大约063S时迅速恢复，重新维持输出电压45V的稳定状态。然后08S时，开关打开，负载电阻R1被断开，从波形图中继续观察可以看出输出电压的幅值随负载的变化也发生变化，在大约093S时刻迅速恢复，重新维持输出电压45V的稳定状态，控制系统能够很快进行闭环反馈。除此之外，控制系统的动态响应速度快，电压波形超调小，无误差，电压波纹较小。为了更好地观察双向DCDC变换器控制子系统所产生的两相交错的脉冲。特别地，给两个电感电流放置了示波器，两相交错的电流波形图如图45所示。0020406081005115225T/SI/A图45两相交错不均流的电流波形图根据图45的观察，可以得出以下的结论，电感电流波形与输出电压相似，在05S、08S分别增加负载和切除负载，电感电流也是随负载的变化而中国矿业大学徐海学院2017届本科生毕业设计32变化，且能在很短的时间里迅速恢复到原来的状态。对于负载电阻的动态变化，IL能迅速做出响应，超调小，无误差。交错不均流模式下，控制系统可以很好的实现稳定性和跟随性。但是，很显然两个电感上的电流不再均匀分配，其中一个电感通过的电流较大，使该电感可能会造成在极限状态下运行，会被损坏，继而控制系统也不能再正常运行。下面将采用交错均流的模式，对电感电流不均衡这一问题进行改进。42均流模式下的仿真分析421参数设计已知直流电源电压为15V，开关频率为10KHZ，可以计算出储能电感和滤波电容的大小。储能电感根据式41计算电感纹波电流IFMAX约为02A，通过计算得到电感量为1125MH，最后选取的电感大小为15MH。滤波电容根据式42计算电压纹波约为01V，通过计算得到电容量C为32F，最后选取的输出电容大小为100F。422两相交错并联双向DCDC变换器均流仿真电路两相交错并联双向DCDC变换器均流主电路仿真模型如图46所示。控制系统运用电压电流双闭环的控制方式，均流电路的各项仿真参数如下高压侧电压048V,低压侧电压015V，开关频率FS10KHZ。同样的，再并联上一组理想开关带负载R1的支路，来形成态负载，以观察控制系统的动态响应。中国