基于SimulinkPSB的异步电机直接转矩控制毕业论文.doc

理工大学毕业论文 毕 业 论 文 题目：题目：基于 simulink/psb 的异步电机直接转矩控制变频 调速系统仿真研究 理工大学毕业论文 1 毕业论文（设计）诚信声明 本人声明：所呈交的毕业论文（设计）是在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果，论文中引用他人的文献、数据、图表、资料均已作 明确标注，论文中的结论和成果为本人独立完成，真实可靠，不包含他人 成果及已获得 或其他教育机构的学位或证书使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 论文（设计）作者签名： 日期： 年 月 日 毕业论文（设计）版权使用授权书 本毕业论文（设计）作者同意学校保留并向国家有关部门或机构送交 论文（设计）的复印件和电子版，允许论文（设计）被查阅和借阅。本人 授权青岛农业大学可以将本毕业论文（设计）全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本毕业 论文（设计） 。本人离校后发表或使用该毕业论文（设计）或与该论文 （设计）直接相关的学术论文或成果时，单位署名为 。 论文（设计）作者签名： 日期： 年 月 日 指 导 教 师 签 名： 日期： 年 月 日 兰州理工大学毕业论文 ii 摘摘 要要 本论文讨论了异步电机数学模型的建立，阐述了直接转矩控制的基本原理，并在 此基础之上建立了异步电机直接转矩控制变频调速系统的模型，并进行了仿真调试。 异步电动机具有非线性、强耦合、多变量的性质，要获得高动态调速性能，必须 从动态模型出发，分析异步电动机的转矩和磁链控制规律，研究高性能异步电动机的 调速。异步电动机的动态模型由磁链方程、电压方程、转矩方程和运动方程组成，其 中磁链方程和转矩方程为代数方程，电压方程和运动方程为微分方程。 直接转矩控制的基本控制方法是通过选择电压空间矢量来控制定子磁链的旋转速 度，控制定子磁链走走停停，以改变定子磁链的平均旋转速度的大小，从而改变转矩 角的大小，以达到控制电动机转矩的目的。直接转矩控制采用两个滞环控制器，分别 比较定子给定磁链和实际磁链、给定转矩和实际转矩的差值，然后，根据这两个差值 查询逆变器电压矢量开关表得到需要加在异步电动机上的恰当的电压开关矢量，最后 通过pwm逆变器来实现对异步电动机的控制。 本文针对pwm 逆变器供电驱动的异步电机直接转矩控制变频调速系统的特点，在 matlab环境下，利用simulink /power system blockset，采用结构化和模块化的方法， 对异步电机变频调速系统进行了建模和仿真，并详细介绍了各子模块的构造方法及功 能。构建的仿真模型与实际变频调速系统比较接近，为高性能的异步电机变频调速控 制系统的设计与调试提供了一种较好的检验手段，且实现简单，便于修改，仿真结果 验证了建模方法的有效性。 关键词关键词 ：异步电机；变频调速；直接转矩控制；建模；仿真：异步电机；变频调速；直接转矩控制；建模；仿真 abstract this paper discusses the mathematical model of induction motor, expounds the direct torque control of basic principle, on this basis establishes the asynchronous motor direct 兰州理工大学毕业论文 iii torque control variable frequency speed regulation system, and does the model and simulation test. asynchronous motor has nonlinear and strong coupling, multivariate nature, and to get high dynamic performance of speed, we must start from the dynamic model of it, analysis asynchronous motor torque and magnetic flux control law, and study the high performance of asynchronous motor speed control. the dynamic model consists of the flux equations, the voltage equation, torque equation and the movement equation ，of which ,the magnetic chain equation and torque equation are algebraic equations, and the voltage equation and motion equation are differential equation. direct torque control of basic control way is to control of the stator flux linkage rotational speed and control the stator flux walk off by selecting the voltage space vector, with change of the stator flux linkage of the size of the average rotation speed, so as to change the size of the torque angle and achieve the purpose of control motor torque. direct torque control adopts two hysteresis compared controller, respectively comparing the stator flux and the given actual magnetic chain, the given torque and actual torque value, and then get the difference value. according to the two difference value and the stator fluxs sectors , inquires the inverter voltage vector switch table to get the proper voltage switch vector needed to add in asynchronous motor, finally realize the control of induction motor through pwm inverter. this paper uses simulink/power system blockset, use structured and modular method of asynchronous motor, variable frequency speed regulation system, models and simulation, according to pwm inverter power supply of induction motor drive direct torque control variable frequency speed regulation system, under the characteristics of the matlab environment, and introduces the method to construct the son modules and functions. the construction of the simulation model and the practical variable frequency speed regulation system for high performance, are close to the asynchronous motor speed control system design and commissioning provides a good inspection means and achieve. it is simple and convenient, easy to modify the model, and the simulation results verify the effectiveness of the method. keywords: asynchronous motor；frequency control of motor speed；direct torque control；modeling；simulation 兰州理工大学毕业论文 iv 兰州理工大学毕业论文 1 目 录 摘摘 要要 .i abstractabstract .ii 第第 1 1 章章 绪绪 论论 .1 1.1 课题背景1 1.2 交流电机变频调速技术的发展1 1.3 直接转矩控制的发展2 1.4 课题学习的目的和意义2 第第 2 2 章章 异步电机的数学模型异步电机的数学模型 .3 2.1 异步电机的物理模型 3 2.2 异步电机三相原始数学模型 5 2.3 异步电动机在任意速旋转坐标系下的数学模型 9 2.4 异步电动机在两相静止坐标系下的数学模型 .10 第第 3 3 章章 异步电机直接转矩控制的原理异步电机直接转矩控制的原理 .12 3.1 直接转矩控制原理.12 3.2 定子磁链和转矩的计算模型.16 3.3 电压空间矢量的选择.16 3.3.1 电压空间矢量的分类.16 3.3.2电压空间矢量对定子磁链的影响.18 3.3.3电压空间矢量对电磁转矩的影响.21 第第 4 4 章章 基于基于 simulink/psbsimulink/psb 的系统仿真的系统仿真 23 4.1 关于 simulink23 4.2 电力系统模块库（psb）.23 4.3 异步电机直接转矩控制变频调速系统的建模与仿真.24 4.3.1 仿真模型的建立24 4.3.2 仿真模型模块分析25 4.3.3 仿真结果分析34 兰州理工大学毕业论文 2 结结 论论 .42 参考文献参考文献 .43 外文翻译外文翻译 .44 致致 谢谢 .88 兰州理工大学毕业论文 1 第 1 章 绪 论 1.1 课题背景 直接转矩控制技术在电力机车牵引、汽车工业以及家用电器等工业控制领域得到 了广泛的应用。在运动控制系统中，直接转矩控制作为一种新型的交流调速技术，其 控制思想新颖、控制结构简单、控制手段直接、转矩响应迅速，正在运动控制领域中 发挥着巨大的作用。直接转矩控制采用转矩和磁链滞环控制器，使转矩和磁链被控制 在给定值的一定范围以内，这种控制方法不可避免地带来电机输出转矩脉动过大等问 题。 1.2 交流电机变频调速技术的发展 近 20 年来随着电力电子技术、计算机技术、自动控制技术的迅速发展，交流电机 变频调速已得到了越来越广泛的应用，并已开始逐步替代直流调速，因其许多优点而 被公认为最有发展前途的调速方式。同时，变频调速的控制技术也在不断进步和完善。 在变频调速系统出现的初期，其控制技术是采用电压频率协调控制（即 v/f 比为 常数） 。此种控制技术有开环和闭环两种形式，采用开环时用于一般生产机械，但静态 和动态性能都不太理想，采用闭环则可改善系统性能。 后来，一些研究人员提出了转差频率控制方法。采用这种控制技术使得变频调速 系统在一定的程度上改善了静态和动态性能，使之接近于直流双闭环调速系统，但还 是不能满足高性能调速系统的要求。 改善调速系统动态性能的关键在于如何实现转矩控制。70 年代初德国的 f.blaschke 提出的矢量控制理论解决了交流电机的转矩控制问题。这种理论的核心是 将一台交流电机等效为直流电机来控制，因而获得了与直流调速系统同样优良的动态 性能。经过各国科技工作者努力，矢量变换控制的变频调速方法已广泛地应用于电气 传动系统中。 80 年代的中期，德国的 depenbrock 又提出了直接转矩控制的理论，其思路是把交 流电机与逆变器看作一个整体对待。采用空间电压矢量分析方法进行计算，直接控制 转矩，免去了矢量变换的复杂计算。控制系统结构简单，便于实现全数字化，已有实 际产品用于实际中。 近 10 多年来，各国学者和研究部门致力于无速度传感器控制系统的研究， 利用 检测定子电压、电流等容易测量的物理量进行速度估算，以取代速度传感器，提高控 制系统的可靠性，降低成本，目前已研究出无速度传感器矢量控制系统的实用产品。 兰州理工大学毕业论文 2 近几年来，人工智能技术如专家系统、模糊逻辑和人工神经网络等，正在显 示出其实现变频调速的智能化自适应控制的巨大希望所在，有研究结果表明，智能控 制技术的有效利用，可使变频调速系统做到高效、自适应、自诊断、自保护、动态性 能优良。 科学技术在不断进步，交流电机变频调速系统的控制技术也将不断发展。 1.3 直接转矩控制的发展 自从 20 世纪 70 年代向量控制技术发展以来，交流拖动技术就从理论上解决了交 流调速系统在静、动态性能上与直流调速系统相媲美的问题。直接转矩控制（direct torque controldtc）是在矢量控制基础之上发展起来的，是继矢量控制以后提出 的又一种异步电动机控制方法。其思路是把异步电动机和逆变器看成是一个整体，采 用电压向量分析方法直接在旋转坐标系下分析和计算电动机的转矩和磁链，通过磁链 跟踪得出 pwm 逆变器的开关状态切换的依据，从而直接控制电动机转矩。 与矢量控制相比，直接转矩控制的主要优点是：在定子坐标系下对电动机进行控 制，摒弃了向量控制中的解耦思想，直接控制电动机的磁链和转矩，并用定子磁链的 定向代替转子磁链的定向，避开了电动机中不易确定的参数（转子电阻）。由于定子 磁链的估算只与相对比较容易测量的定子电阻有关，所以使得磁链的估算更容易、更 精确，受电动机参数变化的影响也更小。此外，直接转矩控制通过直接输出转矩和磁 链的偏差来确定电压向量，与以往的调速方法相比，它具有控制直接、计算过程简化 的优点。因此，直接转矩控制一问世便受到广泛关注。 1.4 课题学习的目的和意义 本章就课题所涉及的背景知识作了简要介绍，在专业课知识学习的基础上，建立 了异步电机直接转矩控制变频调速系统的模型，并通过调节系统的相关参数，观测异 步电机定子磁链的轨迹，三相和两相坐标系下的电流波形，以及电机启动和加载后的 转矩和转速波形，得到了良好的仿真结果。该系统能够较好地控制电机的转速，达到 了预期的控制效果，加深了对理论知识的理解，也增强了自身的知识应用能力。 通过此次对异步电机直接转矩控制变频调速系统的建模和仿真，我深入学习了 matlab 电力系统模块库（psb）的强大功能和使用方法，并掌握了 simulink 建模和仿 真的方法，以及对波形的采集、记录和分析。 第 2 章 异步电机的数学模型 2.1 异步电机的物理模型 认真研究异步电动机的动态数学模型，是实现高性能的异步电动机直接转矩控制 兰州理工大学毕业论文 3 系统的保证。异步电动机的动态数学模型和直流电动机的动态数学模型相比有着本质 上的区别，是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。在研究异步电动机的动态数 学模型时，常作如下的假设： (1)忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间上互差电角度，所产生的磁动势 2 3 沿气隙按正弦规律分布； (2)忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的； (3)忽略铁心损耗； (4)不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响； 无论异步电动机的转子是绕线型还是鼠笼型，都将它等效成三相绕线转子，并折 算到定子侧，折算后的定、转子绕组匝数相等。这样，电机绕组就等效成图 2-1 所示 的三相异步电动机的物理模型。图中，定子三相绕组轴线 a,b,c 在空间是固定的；转 子三相绕组轴线 a，b，c 随转子旋转，转子 a 轴和定子 a 轴间的电角度为空间角位 移变量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。 a b c ua ub uc 1 ua ub uc a b c a b c ua ub uc 1 ua ub uc a b c 图图 2-12-1 三相异步电动机的物理模型三相异步电动机的物理模型 直流电动机的数学模型比较简单，其主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流 决定，这是直流电动机的动态数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。为了能将 异步电动机的动态数学模型等效变换成类似直流电动机的形式，需要引入坐标变换。 坐标变换包括三相-两相变换和两相-两相旋转变换。不同电动机模型彼此等效的原则 是：在不同坐标系下所产生的磁动势完全相同。 兰州理工大学毕业论文 4 (a)(a)三相交流绕组三相交流绕组 (b)(b)两相交流绕组两相交流绕组 (c)(c)旋转的直流绕组旋转的直流绕组 图图 2-22-2 等效的电动机绕组物理模型等效的电动机绕组物理模型 图 2-2 等效的交流电动机绕组和直流电动机绕组物理模型以产生相同的旋转磁动 势为原则，图 2-2 中的三种物理模型彼此等效。变换关系如下， 1.两相旋转两相静止坐标系的变换矩阵 （2-1） 式中 2. 两相静止两相旋转坐标系的变换矩阵 （2-2） 则两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是 ： （2-3） 3. 三相两相坐标系的变换矩阵 （2-4） 令 c3/2 表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则 t m s2/ r2 t m cossin sincos i i c i i i i cossin sincos s2/ r2 c 1 t m cossin sincos cossin sincos i i i i i i cossin sincos r2/ s2 c c b a 2 3 2 3 0 2 1 2 1 1 3 2 i i i i i 兰州理工大学毕业论文 5 （2-5） 通过坐标变换，可以得到异步电动机在两相任意速旋转坐标系、两相静止坐标下 的数学模型。 2.2 异步电机三相原始数学模型 （1）电压方程 三相定子绕组的电压平衡方程为： 与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为： 式中: , , , 定子和转子相电压的瞬时值； a u b u c u a u b u c u , , , , 定子和转子相电流的瞬时值; a i b i c i a i b i c i , 各相绕组的全磁链； a b c a b c ,定子和转子绕组电阻。 s r r r 上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角标“ ”均省略， 以下同此。 将电压方程写成矩阵形式，并以微分算子 p 代替微分符号 d/dt，得到： （2-6） 2 3 2 3 0 2 1 2 1 1 3 2 2/3 c t riu d d a saa t riu d d b sbb t riu d d c scc c b a c b a c b a c b a r r r s s s c b a c b a 00000 00000 00000 00000 00000 00000 p i i i i i i r r r r r r u u u u u u t riu d d a raa t riu d d b rbb t riu d d c rcc 兰州理工大学毕业论文 6 或写成： （2-7） （2） 磁链方程 每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，因此，六 个绕组的磁链可表达为 （2-8） 或写成： （2-9） 式中，l l 是 66 电感矩阵，其中对角线元素，,，是各 aa l bb l cc l aa l bb l cc l 有关绕组的自感，其余各项则是绕组间的互感。 实际上，与电机绕组交链的磁通主要只有两类：一类是穿过气隙的相间互感磁通， 另一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通，前者是主要的。由于折算后定、 转子绕组匝数相等，且各绕组间互感磁通都通过气隙，磁阻相同，故可认为 = ms l mr l 其中：定子互感 与定子一相绕组交链的最大互感磁通； ms l 转子互感 与转子一相绕组交链的最大互感磁通。 mr l 对于每一相绕组来说，它所交链的磁通是互感磁通与漏感磁通之和，因此，定子 各相自感为： （2-10） 转子各相自感为 （2-11） 其中:定子漏感 定子各相漏磁通所对应的电感，由于绕组的对称性，各相 1s l 漏感值均相等； 转子漏感 转子各相漏磁通所对应的电感； 1r l 两相绕组之间只有互感。互感又分为两类： （1）定子三相彼此之间和转子三相彼此之间位置都是固定的，故互感为常值； （2）定子任一相与转子任一相之间的位置是变化的，互感是角位移的函数。 三相绕组轴线彼此在空间的相位差是120，在假定气隙磁通为正弦分布的条件 下，互感值应为： riup c b a c b a cccbcacccbca bcbbbabcbbba acabaaacabaa cccbcacccbca bcbbbabcbbba acabaaacabaa c b a c b a i i i i i i llllll llllll llllll llllll llllll llllll li smsccbbaal lllll rmsccbbaal lllll msmsms 2 1 )120cos(120coslll 兰州理工大学毕业论文 7 于是： （2-12） 定、转子绕组间的互感，由于相互间位置的变化，可分别表示为 （2-13） 当定、转子两相绕组轴线一致时，两者之间的互感值最大，就是每相最大互感。 ms l 将式（2-10）（2-13）都代入式（2-8） ，即得完整的磁链方程，将它写成分块 矩阵的形式: （2-14） 式中： ; ; ; ; ; ; . （3） 转矩方程 根据机电能量转换原理，在多绕组电机中，在线性电感的条件下，磁场的储能和 磁共能为 (2-15) msaccbbacabcab 2 1 lllllll msaccbbacabcab 2 1 lllllll cos msccccbbbbaaaa lllllll )120cos( msbccbabbacaac lllllll )120cos( msaccacbbcbaab lllllll r s rrrs srss r s i i ll ll t cba s t cbar t iii cba s i t iii cbar i smsmsms mssms msmssms 2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 l lms l llll llll llll ss l rmsmsms msrmsms msmsrms 2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 l l l llll llll llll rr l cos)120cos()120cos( )120cos(cos)120cos( )120cos()120cos(cos ms l t srrs ll liii tt ww 2 1 2 1 mm 兰州理工大学毕业论文 8 而电磁转矩等于机械角位移变化时磁共能的变化率 （电流约束为常值） ，且 机械角位移 m = / np ，于是 (2-16) 将式（2-15）代入式（2-16） ，并考虑到电感的分块矩阵关系式得: (2-17) 又由于： 代入式（2-17）得 (2-18) 以式电感的分块矩阵关系式代入式（2-18）并展开后，舍去负号，意即电磁转矩 的正方向为使 减小的方向，则得到了转矩方程的三相坐标系形式： （2-19） （4） 电力拖动系统运动方程 在一般情况下，电力拖动系统的运动方程式是 （2-20） 负载阻转矩； l t 机组的转动惯量；j 与转速成正比的阻转矩阻尼系数；d 扭转弹性转矩系数。 k 对于恒转矩负载，则0,0dk (2-21) 2.3 异步电动机在任意速旋转坐标系下的数学模型 设两相坐标系 d 轴与三相坐标 a 轴的夹角为，而为两相任意速旋转坐 s sdqs p 标系（dq 坐标系）相对于定子的角转速，数学模型由以下方程表述： m m w .const m p .const m m e ii w n w t i l l ii l i 0 0 2 1 2 1 rs sr ppe tt nnt cbacbars iiiiii ttt iii r sr ss rs rpe 2 1 i l ii l i tt nt )120sin()( )120sin()( sin)( bcabca accbba ccbbaamspe iiiiii iiiiii iiiiiilnt ppp le n k n d dt d n j tt tn j tt d d p le 兰州理工大学毕业论文 9 （1）磁链方程 (2-22) 00 00 00 00 sdsdsm sqsqsm rdrdmr rqrqmr ill ill ill ill 式中： ，dq 坐标系下定子磁链与转子磁链的两个分量； sd sq rd rq , , , dq 坐标系下定子电流与转子电流的两个分量； sd i sq i rd i rq i 定子与转子同轴等效绕组间的互感； m l 定子等效两相绕组的自感； s l 转子等效两相绕组的自感； r l (2)电压方程 (2-23) sdssdqsmdqsmsd sqdqssssdqsmmsq rdmdqrmrrdqrrrd rqdqrmmdqrrrrrq url pl pli ulrl pll pi ul plrl pli ull plrl pi 式中： ，-dq 坐标系下定子电压与转子电压的两个分量； sd u sq u rd u rq u , -定子电阻与转子电阻； s r r r , -dq 坐标系分别相对于定子、转子的角转速； dqs dqr ,-同上。 sd i sq i rd i rq i s l m l r l （3）转矩方程 (2-24)() epmsq rdsd rq tn li ii i 式中： 电动机转矩； e t 电动机极对数； p n 兰州理工大学毕业论文 10 , , , , -同上。 m l sq i rd i sd i rq i (4)运动方程 (2-25) el p j d tt ndt 负载转矩；电动机转速；j电动机转动惯量； l t , 同上 e t p n 以上构成异步电动机在两相以任意转速旋转的坐标系上的数学模型。它比异步电 动机在三相以任意转速旋转的坐标系上的数学模型简单，阶次有所降低，但是其非线 性、多变量、强耦合的性质没有改变。 2.4 异步电动机在两相静止坐标系下的数学模型 异步电动机在两相静止坐标系（坐标系）下的数学模型是在任意速旋转坐标系 下数学模型当转速等于零时的特例。当=0 时, =,即转速的负值。数学模型 dqs dqr 由以下方程表述 (1)磁链方程 (2-26) 00 00 00 00 sssm sssm rrmr rrmr ill ill ill ill 式中 ，dq 子磁链的两个分量； s s r r ,dq 系下定子电流与转子电流的两个分量； s i s i r i r i 定子与转子同轴等效绕组间的互感； m l 定子等效两相绕组的自感； s l 转子等效两相绕组的自感； r l (2)电压方程 (2-27) sdssdqssmdqsmsd sqdqssssdqsmmsq rdmdqrmrrdqrrrd rqdqrmmdqrrrrrq url pll pli ulrl pll pi ul plrl pli ull plrl pi 兰州理工大学毕业论文 11 式中 ，dq 坐标定子电压与转子电压的两个分量； sd u sq u rd u rq u ,电阻； s r r r , dq 坐标系分别相对于定子,转子的角速度； dqs dqr , , , , , , 同上。 sd i sq i rd i rq i m l s l r l (3)转矩方程 (2-28)() epmsq rdsd rq tn l i ii i 式中 电动机转矩；电动机极对数； e t p n , , , , 同上 m l sq i rd i sd i rq i (4)运动方程 (2-29) el p j d tt ndt 式中 负载转矩；电动机转速； l t 电动机转动惯量；, 同上j e t p n 以上构成异步电动机在两相静止坐标系下的数学模型。 兰州理工大学毕业论文 12 第3章 异步电机直接转矩控制的原理 3.1 直接转矩控制原理 直接转矩控制是为电压源型 pwm 逆变器传动系统提出的一种先进的转矩控制技术， 基于该技术的传动系统性能可与矢量控制的异步电动机传动系统性能相媲美。该控制 方案的原理是通过查表的方法以选择合适的电压空间矢量，从而实现异步电动机传动 系统转矩和磁链的直接控制。其控制原理如下： 首先，在三相静止坐标系下，将电磁转矩表示为电动机定子磁链和转子磁链的函 数： 2 1 3 sin(3 1) 2 1 cos m epsr sr m sr l tn l l l l l 其中 式中 ,定子磁链、转子磁链； s r , , 定子电感、转子电感、定子转子之间的互感； s l r l m l 电动机极对数； p n 电磁转矩； e t 转矩角，即定子磁链与转子磁链之间的夹角； 在电动机实际运行中，保持定子磁链幅值为额定值，以便充分利用电动机铁心； 转子磁链幅值由负载决定。通过控制定子磁链与转子磁链之间的夹角即转矩角可以控 制电动机的转矩。在直接转矩控制中，其基本控制方法就是通过选择电压空间矢量来 控制定子磁链的旋转速度，控制定子磁链走走停停，以改变定子磁链的平均旋转速度 兰州理工大学毕业论文 13 的大小，从而改变转矩角的大小，以达到控制电动机转矩的目的。直接转矩控制采用 两个滞环控制器，分别比较定子给定磁链和实际磁链、给定转矩和实际转矩的差值， 然后，根据这两个差值查询逆变器电压矢量开关表得到需要加在异步电动机上的恰当 的电压开关矢量，最后通过 pwm 逆变器来实现对异步电动机的控制。整个控制系统框 图如图 3-1 所示： 磁链滞环控 制器 电压矢 量表 pwm 逆变器 m 信号计算 转矩滞环 控制器 s(k) s te hs hte ete es te*+ - s* s te + _ 三相交流电源 图图 3-13-1 直接转矩控制系统框图直接转矩控制系统框图 磁链和转矩滞环控制器为两电平输出，原理图如图 3-2 和图 3-3 所示： 1 0 2hb 图3-2 磁链滞环控制器 数学表达式如下： =1 =0 sss sss ehbh ehbh 当时， 当时， 式中，为磁链控制器的总滞环带宽。2hb 兰州理工大学毕业论文 14 1 0 2hbte 图3-转矩滞环控制器3 数学表达式如下： ee ee =1 =0 ttet ttet ehbh ehbh 当时， 当时， 式中，2为转矩控制器的总滞环带宽 te hb 给定定子磁链矢量*的圆形轨迹在滞环内沿逆时针方向旋转，如图 3-4 所示。实 s 际的定子磁链矢量被控制在滞环带内并以之字形轨迹跟踪给定定子磁链矢量*。 s s 图 3-1 中的信号计算模块根据电机端电压和电流信号计算出磁链和转矩反馈信号，还 计算出定子磁链矢量所在的扇区 s(k)。如图 3-4 所示，共有 6 个扇区(每个扇区占 s )。图 3-1 中的电压矢量表模块输入信号、和 s(k)，通过查表方式得到需60 s hh e t 要加在逆变器上的适当的电压矢量，如表 3-1 所示。 图 3-5 表示了逆变器的 8 个电压矢量(6 个非零电压矢量和 2 个零矢量)和典型的 矢量。如果忽略定子电阻，可得下式： s (3-2) ss d v dt 或者 (3-3) ss vt 上式表明，定子磁链矢量的增量为电压矢量 vs 与时间增量出的乘积，也就是说 s 它与逆变器的六个非零电压矢量之间存在着一定的对应关系，如图 3-4，3-5 所示。 兰州理工大学毕业论文 15 2hb ed c b a v4t4 v3t3 v2t2 v1t1 s(1) s(2) s(3) s(4) s(5) s(6) 3/ s r ds e 图图 3-43-4 dtcdtc 控制下定子磁链矢量的轨迹控制下定子磁链矢量的轨迹 v1(100) v2(110)v3(010) v4(011) v5(001) v6(101) v0(000) v7(111) e 1 23 4 56 s 图图 3-53-5 逆变器电压矢量及逆变器电压矢量及时间段内相应定子磁链的变化时间段内相应定子磁链的变化t 表 3-1 给出了磁链滞环控制器的输出、转矩滞环控制器的输出、定子磁链 s hh e t 所在扇区 s(k)三者与所加在逆变器上的电压矢量之间的关系。通过查表 3-1，可以选 择适当的电压矢量作用于电机，其电压矢量实际上同时对电机的转矩和磁链进行控制。 表表 3-13-1 逆变器电压矢量开关表逆变器电压矢量开关表 s h e t h(1)s(2)s(3)s(4)s(5)s(6)s 0 5 v 6 v 1 v 2 v 3 v 4 v 01 3 v 4 v 5 v 6 v 1 v 2 v 1 2 v 3 v 4 v 5 v 6 v 1 v 10 6 v 1 v 2 v 3 v 4 v 5 v 兰州理工大学毕业论文 16 表 3-2 归纳了图 3-5 中各个电压矢量作用下，定子磁链和转矩变化量的大小和方向。 可见，电压矢量、和作用时，磁链会增大；而当、和作用时，磁链会减 1 v 2 v 6 v 3 v 4 v 5 v 小。同样的，电压矢量、和作用时，转矩会增大；、和作用时，转矩会 2 v 3 v 4 v 1 v 2 v 6 v 减小。零矢量(或)使电机终端短路，理论上此时磁链和转矩保持不变。但是由于 0 v 7 v 存在一定的定子电阻压降，转矩和磁链在电机终端短路时会略有减小。 表表 3-23-2 电压矢量引起的磁链和转矩的变化电压矢量引起的磁链和转矩的变化 电压矢量 1 v 2 v 3 v 4 v 5 v 6 v 07 v v s 0 e t 例如，当系统运行在图 3-4 中扇区 s(2)的 b 点，此时磁链过高，转低，即 =0，=1，由此查表 3-1，可知下一步电压矢量将作用于逆变器，即产生轨迹 s hh te 4 v bc 段。在点 c，=1，=1，又查表可知为电压矢量由此类推，系统很容易在四 s hh te 3 v 个象限运行。 以上详细讨论了在三相静止坐标系下异步电动机直接转矩控制的基本原理，由于 三相-两相变换下并不改变转矩的计算方法和控制方法，所以在两相静止坐标系下同样 适用。 3.2 定子磁链和转矩的计算模型 定子磁链采用的 u-i 模型是用定子电压和定子电流来确定定子磁链的模型。这种 模型最简单，在计算过程中所唯一需要知道的电机参数是易于确定的定子电阻。这种 模型只有在被积分的差值较大时才能提供正确的结果，只有在 10额定转速以上，特 别是在 30额定转速以上时，才能够非常准确地估计定子磁链。模型的基本方程式如 下： (3-4) () () sasasas ssss ui r dt ui r dt 转矩在 dq 坐标系上的计算方程为: （3-5） 3.3 电压空间矢量的选择 3.3.1 电压空间矢量的分类 )( rqsdrdsqmpe iiiilnt 兰州理工大学毕业论文 17 电压源型逆变器(如图 3-8)是由三组、六个开关)组成。由于与 , (, aabbcc s s s s s s ,a s 、与、与之间互为反向，即一个接通另一个断开，所以三相开关有=8 a s ,b s ,b s , c s , c s 3 2 种可能的开关组合。用表示三相开关、和。若规定：a、b、c 三相负载的 ,abc s ,a s ,b s , c s 某一相与“+”极接通时，的开关状态为“1”态；反之，与“-”极接通时，该相该项 的开关状态为“0”态。 8 种可能的开关状态可以分成两类：一类是 6 种工作状态，即表 3-3 中的状态 “1”到状态“6“，它们的特点是三相负载并不都接到相同的电位上；另一类开关状态 是零开关状态，如表 33 中的状态“0”和状态“7” ，它们的特点是三相负载都被接- 到相同的电位上。 e e + - ud sasbsc abc sasbsc 图图 3-63-6 理想电压源型逆变器结构图理想电压源型逆变器结构图 表表 3-33-3 逆变器的逆变器的 8 8 种开关状态种开关状态 状态0123 4567 a s01100 011 b s 0011100 1 c s00001111 对应于逆变器的 8 种开关状态，对外部负载来说，逆变器输出 7 种不同的电压状 态。这 7 种不同的电压状态也分为两类：一类是 6 种工作电压状态，它对应于开关状 态“1”至“6”：另一类是零电压状态，它对应于开关状态“0”和“7” ，对于外部负 载来说，输出的电压都为零，所以统称为零电压状态。 用电压空间矢量表示的离散电压状态如图 3-9 所示。6 种工作电压空间矢量两两相 隔，其顶点构成正六边形的 6 个顶点。所对应的开关状态是 100-110-010-011-60 兰州理工大学毕业论文 18 001-101。如果用符号表量，则电压空间矢量的顺( ) s u t表示逆变器的输出电压空间矢 序是 us1(100)-us2(110)-us3(010)- us4(011)-us5(001)-us6(101)。零电压矢量位于正六 变形的中心。 (000) (111) us2(000)us3(010) us4(011) us5(001) us6(101) us1(100) 图图 3-73-7 用电压空间矢量表示的离散的电压状态用电压空间矢量表示的离散的电压状态 3.3.2电压空间矢量对定子磁链的影响 逆变器的输出电压直接加到三相异步电动机的定子绕组上，由此得到定子磁( ) s u t 链为：( ) s t (3-6)( )( )( ) ssss tu ti t r dt 若忽略定子电阻压降的影响，则： (3-7)( )( ) ss tu t dt 上式表示定子磁链空间矢量与定子电压空间矢量之间为积分关系。图 3-10 表示定 子磁链空间矢量与