削峰和数字预失真原理及其运用

1、削峰与数字预失真原理及其运用序号主要修订内容编者/修订日期版本123456789目录第一章：数字预失真原理及其运用1功放线性化技术的引入射频功率放大器PowerAmplifier,以下简称PA已经成为移动通信系统的一个瓶颈.它的根本功能是按一定的性能要求将信号放大到一定的功率.由于在大功率状态下工作,它消耗了系统的大局部功率,因此,整个系统的效率主要由PA发射信号时的效率决定.在第一代移动通信系统中NMT,由于采用了恒定包络的调制方式,故没有严格的线性度的要求,所以可以采用高效率的PA,即使这样,也有85%的系统功率消耗在PA上指在最大功率状态下；在第二代移动通信系统GSM中,采用了时分双工,

2、并仍然采用了恒定包络调制,由于存在突发时隙功率渐升/降PowerRamping的问题,对线性度的要求稍高,这会稍微损失一点效率,但是考虑到PA只在八分之一的时间内是处于工作状态的,因此,PA效率对整机效率的影响程度大大降低了；在第三代移动通信系统以下简称3G,包括W-CDMA,cdma2000等中,为了提升频谱效率,采用了复杂的线性调制方式,由于其幅度也携带信息,因此需要线性放大,另外,在3G系统中通常采用的是连续发射指频分双工系统,所以PA在系统中扮演的角色就显得特别重要.从PA的角度来看,现代移动通信系统面临的困难来自频谱效率的要求,高的频谱效率要求有高的线性度.现代RFPA的研究重点是如

3、何在保持一个适宜的功率效率的同时改善放大器的线性度.为了达到这个目的,除了优化PA本身的设计,即内部的线性化技术InternalLinearization以外,研究者还广泛采取前馈、预失真与反应等外部线性化技术ExternalLinearization.由此各种PA的线性化技术因应而生.概括而言,PA的线性化技术引入历程如下列图所示,另外无论线性化技术的方法有多少种,目的无外乎以下两个：1:改善信号的带内EVM和带外ACPR的性能；2:提升PA的效率,从而降低系统本钱,提升产品竞争力.致使功放PAU乍在非线性区,使信号失真,影响信号性能带内：信号之间相互干扰带外：频谱再生,对相邻信道干扰ACP

4、R低回退量功放的使用：非线性的产生ACPRACPR俳线性和效率的折中改善迫切要求线性化功放：在不明显降低功放效率的情况下,使功放具备良好的线性度,减少失真.图PA线性化技术的引入历程2射频功放非线性失真的表征可以有很ACPR与如果一个系统的输出是输入的非线性函数,那么认为这个系统就是一个非线性的系统.多方法来表征一个非线性系统,最常用的有：多项式模型；AM-AM&AM-PM转换模型;EVM;Volterra模型等等.2.1射频功放中的三类失真通常,A类与AB类放大器中存在着以下三类失真：第一类,也是“最简单的幅度失真,就是放大器的增益压缩现象,即AM-AM失用非线性的多项式模型来表征放

5、大器的这种特性;第二类,是放大器的相位失真,即AM-PM失真,可以采用贝塞尔函数或三角函数来表征这种失真,下面的AM-AM&AM-PM模型将描述这类失真；以上两种失真都是针对放大器在单一频点或窄带时的非线性行为,如果放大器工作在宽带下,单独用AM-AM和AM-PM失真便缺乏以描述放大器的全部失真行为,在这种情况下,还要计入以下两类非线性失真：第三类,由放大器的热学和电学记忆效应引起的失真即电学记忆效应和热学记忆效应.2.2多项式系统模型在多项式系统模型中,设用下式来描述放大器的非线性：23ya0aixa?xa3x设输入信号(双音信号31<32)为：xAcos(it)Acos(2t

6、)那么输出信号为：DC:(a0a2A2)a2A2cos(12)t(1)(2)、3.2):a3Acos(212)t4,n9.3、,(a1Aa3A)cos1t493.(a1Aa3A)cos4,32ta3A43cos(221)t12(21,22)：a2Acos22,1ta2Acos(2121)taa2Acos22t13(31,32):a3Acos34,3.391t-a3Acos(212)t3a3A3cos(22143_.)ta3Acos32t4其频谱功率谱如下列图所示:在过滤掉无用的谐波频率成分后这些频率分量由于远离基频,都很容易被过滤掉,就剩下基频分量与互调分量互调分量与基频相隔很近,很难滤除,再

7、加上要考虑到系统的中央频率需要在不同的频道上往返切换,所以任何滤波的方法都不在考虑之列,其中,基频分量F1为：93F1aAa3A34互调分量IM3为：33IM3-a3A34一般放大器都会呈现某种程度的增益饱和特性,所以出为负数,因此基频分量会较无非线性失真时小一些由于能量守恒！.这样的频谱有一个特性,那就是其频谱的上边带与下边带完全对称.这个模型最大的缺点是系统的非线性只与输入信号的幅度有关,而与其频率与带宽无关.所以这种模型又被称作实际系统的“窄带模型.要注意的是,这里的系数为都是复系数.这些系数由对测量数据的拟合得到.2.3AM-AM&AM-PM模型AM-AM&AM-PM模

8、型也常被用来描述放大器的非线性.放大器输入信号幅度的变化一方面影响到放大器输出信号的幅度,同时也影响到放大器输出信号的相位.这种方法的优点是AM-AM与AM-PM数据很容易从试验中得到.但是它是基于基频测量的,所以只适合于窄带的情况.对于AM-AM失真,无论是试验研究还是理论研究都已经很充分了研究起来也简单一些,我们这里重点分析AM-PM失真.在分析之前,我们假设AM-AM失真将导致这样的信号：VstCOSmt3COS3mt5cos5mt5这里m是调制信号,3,5分别是三阶与五阶失真系数,这里用到了包络分析.由于对AM-PM效应来说,信号相位的变化是信号调制频率的两倍,所以设信号具有如下形式先

9、不考虑幅度失真,以下的分析稍微有些繁琐：Vs(t)COS(mt)COSct-(1cos2mt)(6)将其展开,得假设很小：sin(ct)sinvs(t)cos(mt)cos(ct)cos(8)其中,(1+cos2mt)2coscoscos(cos2mt)sinsin(cos2mt)(9)sinsincos(-cos2mt)cossin(cos2mt)(10)利用贝塞耳级数展开式cos(sinmt)Jo()2J2k()cos(2kmt)k1sin(sinmt)2J2ki()sin(2k1)mtk1又由于有：cossin()所以上两式还可以写为：cos(sinmt)Jo()2J2k()cosk(4

10、mt)k1Jo()2J2()cos4mtsin(sinmt)2J2k1()sink-2(2k1)mtk122J1()cos2mt2J3()cos6mt(11)(12)(13)(14)般的,如果只研究截至到五阶的非线性,那么对于cos(sinmt)只取前两项(k=0,1),对于sin(sinmt)也只取前两项(k=1,2).这里将不在详细分析,直接给出结论,如果仅仅考虑AM-PM失真时有如下结论：1:仅仅考虑相位失真时最终的失真分量是两个正交分量的矢量叠加；2:失真分量而且上边带IMD的幅度与相位等于下边带IMD的幅度与相位.如果同时考虑AM-AM失真与AM-PM失真,且假设幅度失真与相位失真是

11、同相的:Vs(t)CoSmt3cos3mt5cos5mtcos(mt)cos5一(1cos2mt)(15)2有如下结论：1：失真分量的上边带和下边带具有相同的幅度和相位;2:低阶失真分量受到高阶失真分量的影响；如果同时考虑AM-AM失真与AM-PM失真,且假设幅度失真与相位失真是不同相的,位差,那么：之间有一个相Vs(t)COS(mt)3C0S3(mt)5cos5(mt)C0S(mt)C0Sct-(1C0S2mt)2(16)有如下结论：1:失真分量的上边带和下边带具有不相同的幅度和相位；2:低阶失真分量受到高阶失真分量的影响；以上是理论分析,下面我们来看一些试验数据.图是一个A类放大器的AM-

12、PM特性的测量数据,作为比拟,同时列出的还有将其偏置在浅AB类与深AB类的测量数据.图中圆圈代表1dB压缩点,我们可以看到,A类的相位失真特性最小,在到达1dB压缩点之前,相位根本上保持恒定,当到达1dB点后,才开始明显升高,其最大AM-PM摆幅大约是25度,这对应的是完全饱和时的情况.当放大器偏置于AB类时,相位失真在1dB以下就开始有明显的增加；而当放大器偏置接近B类时,那么表现出对输入功率水平近似线性的相位变化,这个变化趋势一直持续到1dB压缩点,然后就是一个迅速的下降.所以设计AB类放大器时,需要考虑相位失真特性.下面我们分析幅度失真与相位失真对放大器整体线性度的影响.如果只考虑幅度失

13、真,对应于25dB的载干C/I比,三阶失真系数约等于；对AM-PM效应,如果要产生同样大小的失真,其相位的最大偏移为弧度,即约25度,对于大多数放大器,在远离1dB压缩点时都能满足这个指标.如果我们完全忽略AM-AM失真,那么1度的AM-PM失真对应的IM3水平为-53dBc,而且这个数按6dB每倍度数度数翻倍,那么IM3增加6dB增加.所以在远离1dB压缩点时,AM-PM失真对IM3有重要影响.2.4 ACPR与EVMACPR与EVM也是表征线性度的重要指标.ACPR描述由于放大器的非线性,导致一局部功率泄漏到相邻信道中,对于相邻信道的接收机来说,它会增加接收的困难.这些泄漏信号对于接收而言

14、是完全随机的,因而唯一的方法是指定更加严格的线性度指标,即要求放大器有更小的互调.从放大器的角度而言,EVM是一个表征整个系统性能的指标,它描述传输的信息在放大的过程中是如何发生失真的,比方说,星座图上的点偏离了原来的位置,造成了接收误码率的上升.与EVM相比,ACPR是一个更加重要的线性度指标.如果放大器的非线性是无记忆的,那么EVM与放大器的失真有着简单对应关系；否那么,这样的对应关系就不存在.由于IM对记忆效应要比基频信号敏感得多,所以研究IM分量的行为ACPR比研究基带信号的行为EVM更有用.2.5 PA的记忆效应简介AM-PM失真都是针对放大器在单一频点或窄带时的非线性行为,如果放大

15、器工作在宽带下,单独用AM-AM和AM-PM失真便缺乏以描述放大器的全部失真行为,在这种情况下,还要计入以下两类非线性失真：电学记忆效应和热学记忆效应.2.5.1 记忆效应的定义系统理论有两种重要的类别：非线性系统与有记忆线性或非线性系统.它们的根本区别是：非线性系统产生新的频率分量,而有记忆系统会改变当前信号的形状,由于它的输出不仅与当前时刻的输入信号有关,而且与此前时刻的输入信号也有关.线性的有记忆系统可以用常微分方程来描述,其对输入彳t号的响应u可以通过计算输入信号与系统的冲击响应函数的卷积得到：ut*ht,这里ht代表系统的冲击响应.图记忆效应的分类与定义这样的系统对输图显示了这两大系

16、统之间的关系,其中重叠局部代表了有记忆的非线性系统,George1959.有记忆的非线性图a一个调制信号的频谱与ACP/ACPR的定义；b变间距变幅度的双音测量信号入信号的响应可以通过基于多维冲击响应的多维卷积积分来得到系统可以进一步划分成两个局部,横线上面的那一局部在电路分析中经常用AM-PM转换来描述,它代表了对有记忆非线性系统的窄带近似；横线下面代表的是由变化的信号带宽引起的非线性效应,在这篇文章,即认为这就是记忆效应,它与图中描述的一般的记忆效应是有区别的.这里定义的“记忆效应是由于输入信号带宽的瞬时变化引起的.任何幅度调制的信号都可以用来研究系统的记忆效应.但是实际中有些信号更加实用

17、,通常用数字调制信号来衡量PA的线性度；而ACPR衡量的是整个频带上的线性度,也常用它来描述PA的线性度.对于PA的设计者而言,需要知道造成非线性ACPR的原因,所以需要采用变间距变幅度的双音信号来测量系统的非线性,观察失真对幅度变化与双音间距变化的响应.我们有理由相信,如果一个放大器对变间距变幅度的双音信号表现出“良好行为,那么它对一个宽带信号也能表现出类似的“良好行为.由于双音信号的间距就等于输入信号的调制带宽,所以改变这个间距就可以来研究放大器的记忆效应,这是非常方便的一个方法,它使得我们可以在任意带宽下测量放大器的响应,使我们能够区分出不同机制造成的非线性,从而使深入研究成为可能.而如

18、果要用一个数字调制信号来研究放大器的ACPR,我们是很难做到这一点的.ek'dr图放大器中IM3分量的相位,无记忆效应虚线和有记忆效应实线的情况可以得到两个结如果一个双音信号加到一个用三阶多项式系数描述其非线性的窄带放大器上,论：1IM3不是双音频率间隔的函数；2IM3的幅度随输入信号幅度的三次方增加.上图比较了多项式模型描述的结果与实际测量的结果,发现在两者之间存在着很大的差异.在低调制频率与高调制频率下,IM3的实际相位都显着偏离预测值低端的记忆效应主要由热学效应引起,高端的记忆效应主要由电学效应引起,这说明记忆效应确实存在.为了找到产生记忆效应的机制,必须了解为何实际的放大器会偏

19、离由多项式表征的输入输出模型,这里仅仅给出简单的介绍更为详细的研究可以参考其他文献.2.5.2 电学记忆效应电学的记忆效应由在包络频率、基频、与二次谐波频率处随调制频率变化的节点阻抗造成.图显示了测量得到的MESFET放大器在DC、基频、二次谐波频段的栅节点阻抗.中央频率是,最大调制频率是20MHz,这意味着DC频带需要考虑到20MHz,而基频频带需要考虑从到,由于整个IM3频带的宽度为60MHz.二次谐波的频带需要考虑从到.很容易在整个基频频带范围内保持阻抗恒定,由于这时的整个调制频率范围只是中央频率的.同时,对二次谐波而言,这个频率范围也很窄,只要没有二次谐波陷阱,是可以保持阻抗恒定的.二

20、次谐波陷阱将导致阻抗大的波动,从而产生显着的记忆效应.J130201O一£二e-s*NGEWV)20freq.|Mil/1781.81.82frciqGHz3.583.63.62freq.GHz图MESFET放大器ZGG的测量结果基波与二次谐波只奉献一小局部记忆效应,而主要的记忆效是由包络阻抗引起基频下与二次谐波频率下的阻抗变化很小,由此造成的记忆效应相对也很小.包络频率由DC变化到20MHz,这时为了预防记忆效应,栅阻抗应该变化很小,但是实际情况却不是这样.栅阻抗在这个频率范围变化幅度达2个数量级.我们可以得出结论：通过对放大器的仔细设计,不同端阻抗造成的记忆效应是可以限制在只是由

21、于包络频率下阻抗随频率的变化这个来源上.2.5.3 热学记忆效应热学记忆效应由热电耦合造成.放大器的功耗变化会导致芯片外表温度的变化,而芯片外表温度的变化又会导致放大器特性的变化,从而造成放大器的热记忆效应.决定芯片外表温度的主要是DC与调制信号包络.3功放的线性化技术功放线性化技术主要有以下几种：3.1 功率回退输入在P1dB回退一定的量,使功放工作在线性区,但是由于现在的无线信号的峰均比拟大,假设仅使用回退技术来保证功放的线性,功放的平均输出功率将低于其P1dB很多,大大地降低了功放的效率,这种方法单独使用的意义不大,一般与其它方法结合使用.3.2 前馈线性功放即采用前馈(FeedForw

22、ard)抵消的线性化技术修正HPA非线性造成的互调失真,自适应前馈线性化技术已经很成熟.其原理框图如下列图所示：TimedelaySubtracterA2图前馈线性功放功能框图前馈技术具有较高的校准精度,并且性能较稳定,带宽不受限制,前馈技术可以取得IMD>30dB的抵消效果,由于它是一种后失真方法,所以对记忆效应不敏感.但是由于前馈技术必须使用辅助放大器来放大失真信号(误差信号),这样必然大大降低了效率(效率一般只能做到8%左右),提高了本钱；并且在具体设计中需要对误差抵消环的相位延时进行精心调节,这对生产和调试提出了很高的要求；如果出现功率变化、温度变化及器件老化等均会造成抵消失灵.

23、在系统中还需考虑自适应抵消技术,使抵消能够跟得上内外环境的变化.由于前馈线性功放具有系统复杂、造价高、功率效率低、生产调试复杂等缺点,因此数字预失真线性功放技术越来越得到重视.3.3 预失真线性功放顾名思义,预失真就是采用预先失真(Predistortion)的线性化技术,通过在PA前端引入与PA本身正交相反的非线性失真改善功放系统线性.预失真技术包括模拟预失真和数字预失真.模拟预失真在PA的射频输入信号中直接引入预失真,电路结构简单、本钱低,但由于模拟预失真线性化效果较差,一般与其它线性化技术配合应用；数字预失真在数字基带信号处理中引入失真过程,理论线性化处理效果可以到达与前馈同等的水平,而

24、且可以实现更高的效率,配合高效率功放如DOHERTY功放,其效率可以到达30%以上；并且数字预失真技术具有自动自适应补偿功能,省掉了费时费力的手工放大器校准过程,大大简化了了功放系统的调试.随着数字预失真线性化技术的不断开展成熟,数字预失真线性化技术将成为未来功放线性化技术的方向和主流.数字预失真线性功放的功能框图如下列图,数字基带信号经过预失真处理单元处理,输出经过D/A变换,变成模拟信号,然后经过射频上变频,送给高功放PA;同时,PA耦合一局部输出信号下变频后送给A/D,采样后的输出与基带信号一起送给自适应处理单元进行信号处理,分析PA的失真特性参数,得到数字预失真的失真系数,然后将此失真

25、系数送给预失真处理单元进行数字预失真处理.图数字预失真线性功放的功能框图如下列图所示,数字预失真处理器对输入数字信号进行预先的失真处理,其失真特性与后级非线性功放的失真特性刚好相反,这样,当数字预失真处理后的失真信号经过后级非线性功放后,后级非线性功放的失真特性刚好抵消了数字预失真特性,最终输出的信号可以看成是输入信号经过一个等价的线性功放而得到的.图数字预失真处理原理示意图4数字预失真DPD原理4.1 数字预失真原理数字预失真就是在数字域内在信号输入PA之前进行特殊的处理形成失真的信号,该失真信号表现的特性刚好和PA相反,从而后经过PA后信号进行了线性的放大,到达了功放线性化的目的.数字预失

26、真的目的就是产生这么一个失真过程.数字预失真的原理框图如下列图所示.InputPowerIdealAmplifiet/FicalAmplifierrVVPredistortibniIdealAmplifierJ,一yTypiuulAniplifiyiDigital;HInputPowerMoreroomtorinputinversenonlinearity图4-1数字预失真原理框图简单的可以表示为:(4-1)Apd(vin)?ApA(Vpd)K这里ApdC表示的预失真的传输方程,Apac表示的功放的传输方程.立表示的是输入信号.K表示的是一个复常数.这个过程用用增益曲线可以表示为图中a所示.预

27、失真过程仅仅从功率的角度来看,可以认为是增加PA输入信号功率的过程,增加功率的目的是到达功放线性放到的目的,这个过程可以简单的表示为图中b所示.知道PA的传输函数,不同的预失真传输函数可以长生不同的PA级联线性效果,如图中c所示,图中根据PA的最大增益,饱和增益和平均增益共拟合了三条线性曲线.从PA的效率角度考虑,希望最终合成的线性增益曲线根据PA的最大增益拟合,这种情况下预失真的传输函数增益变化很快,给系统的设计带来很多困难,所以实际中需要折中处理.一般都系统都要求DPD使得信号的增益不变.图数字预失真原理示意图4.2 数字预失真的实现同时让预失真在中讲到数字预失真的根本原理.数字预失真的实

28、现就是如何产生预失真信号的传输方程和pa传输方程的级联效果满足信号的线性放大.参考图4-1,可以看表征该框图的如下几个特征是确定的,输入信号Vin包括幅度特性,相位特性,PA表现的特性包括增益特性,相位特性.输出信号vout包括增益和幅度特性.最终的要求是Vin和Vout具有线性的特性,结合白条件,同时参考公式4-1很自然就会想到,预失真的表现的传输方程应该和PA的传输方程的反方程,称之为互逆,这样它们的级联才能表现出线性的特性.这其实也就是数字预失真的核心思想,根据这样的核心思想便产生了数字预失真的架构和关键技术.下面分别介绍.4.2.1 PA的模型上面提到只有知道了PA的传输方程才能求出预

29、失真的传输方程即PA传输方程的逆方程.PA的传输方程必须精确的表示PA中三大失真特性即AM-AM特性,AM-PM特性和记忆效应.研究说明,预失真信号与放大器本身失真的幅度与相位必须要严格匹配才能获得满意的线性化性能.如下图:PIkiscerrorIdeg.)10图aIM3失真抵消的原理；b能取得的抵消水平与相位及幅度误差的关系图中显示,要获得25dB的IM抑制,相位误差要小于23度,增益误差要小于3%.实际系统中,一方面输入PA的数字调制信号的瞬时幅度与频率在不断的变化,因此抵消信号必须跟踪这种变化,另一方面,PA的本身特性随着环境的变化也会有所变化,所以预失真技术也不必须跟踪这种变化,而跟踪

30、的幅度误差与相位误差都将限制IM的抑制性能.提到跟踪,自然会会想到系统限制中的反应技术,实际中也是基于一个反应系统结合非常复杂的自适应线性化技术以跟踪信号幅度与频率的变化,从而到达良好的线性化性能.采用反应式自适应技术,对精确表征PA传输方程的模型的建立是非常重要的,这里仅仅简单介绍几种常见的模型,有兴趣的读者可以参考这方面的专着.常用的PA模型主要有以下几种：Hammerstein模型与Wiener模型认为功放的记忆效应和AM-AM/AM-PM失真是简单的级联组合.记忆效应可以用近似滤波器的特性来表征,非记忆效应失真用专门的AM-AM/AM-PM模型来表示,这两种模型的区别仅仅是表征记忆效应

31、的位置不同.实际功放内部失真特性极其复杂,Hammerstei模型与Wiene模型的这种处理都是为了简化数学运算,都是一种近似,是不完备的,所以这两种模型在实际中都很少采用.(a)'ienrjwcel.(b)H3fiuTJ6iuinmodelFilterLtemorylessNonlinearityFilterI*wierer-Hainihjrsitfiiiinu2E图基于滤波器的表征PA已忆效应的几个模型目前采用最多的是Volterrs模型,Volterrs数模型是完整描述有记忆非线性系统最为经典的模型,见表达式4-2.它描述了功放的记忆效应和各阶非线性结合的特性,是一个完备的模型,

32、但这个模型在物理上无法直接实现.y(t)儿h()x(ti)dih2(1)2)x(ti)x(t2)did2(4-2)hp(i,2,.p)x(ti)x(t2).X(tp)did2.dp般可以简化为:Vo(n)QPWq(M(n)hpqVi(nq)Vi(nq)p1)(4-3)p1podd其中,Q为记忆深度,也就是说记忆效应影响的深度,P是非线性最高的阶数.记忆多项式模型也是一个简化的Volterra级数模型,由于它具有工程上的可实现性,它是一个常用的经典的功放模型,它仍然是不完备的.4.2.2 数字预失真的实现架构上面说明反应技术和PA模型对实现数字预失真的重要性,实际实现中常常采用如下列图的架构.K

33、txdKtxa图数字预失真的一般的硬件架构框图从上图中看到,数字预失真的硬件架构中都有一条传输链路和一条反应链路,共同形成了DPD的环路,同时链路上都有增益可控局部,前向链路分别有数字域内的乘法器和模拟域内的数控衰减器DATT.反应链路中一般只有数控衰减器DATT,当然对于更为精确的限制也会有数字域内的乘法器.4.2.3 DPD模型参数的自适应过程DPD模型参数自适应的过程实际上就是通过练习得到一个实际的predistorter模型(PA反模型)的各个参数的值.如下列图所示,功放输出耦合一局部信号,经过下变频,A/D,得到输出y(n),经过功率调整,即除以功放增益,y(n)/G,此信号作为pr

34、edistorter模型的输入,D/A输入信号z(n)当作predistorter模型的输出,经过DSP的自适应算法,得到predistorter模型的各个参数确定值,使模型输入输出误差e(n)最小.从而最终到达predistorter的输入x(n)和PA输出信号特性之间的误差最小,从而到达了仅仅线性放大的过程.Prcdistnrtcr(CopycfA)7tlixdistorter_Tr口inIngAl4DA>UpCoavcrUr辛nCamtricr图DPD模型参数自适应过程原理图记忆多项式模型是为了物理实现对Volterra级数模型作了较大的简化,它同样是一个不完备的模型.实际各个厂家

35、的功放千差万别,为适应大多数情况,实现DPD时,记忆多项式考虑的阶数,记忆深度就不能太少,这样对硬件资源,自适应算法的实时性提出了较高的要求4.2.4 基于LUT的数字预失真实现上面提到了PA的模型和DPD评估参数的自适应过程,下面将描述如何将上述的思想来具体的实现.基于查找表LUT的DPD是目前的主流,它在数字域内实现,简化了实现的复杂度.LUT实现是基于DPD模型的参量是信号的包络,即认为功放所有的失真都是信号包络的函数这一个基本思想进行,Volterra模型也反映了这一思'想.参考公式4-3,可以看到DPD的是输入函数包络的哥函数,这些募函数如果硬件实现会非常消耗资源,同时考虑到

36、PA的模型是一个缓慢变化的过程,所以这些系数可以由软件计算得到并提前放到一张表格中,硬件仅仅实现查表的过程.同时表格会根据图中的误差信号进行调整.具体的结构框图参考下列图所示.图基于LUT的结构框图图中将PA的特性一共分成N份,每一份中用K-1阶系数来补偿记忆效应,所以K-1对应的是记忆效应的深度,N是LUT表的深度.如果取N=1那么对应的就是Hammerstein莫型.该模型中用fir滤波器结构而非IIR滤波器机构,主要是考虑稳定性,预防极点.DPD的输出可以表示为：K1K1z(n)Wkm(u(n)x(nk)Wkm(u(n)u(nk)Fm(u(nk).k0k0这里Wm(u(n)表示的是K阶输

37、入信号幅度m次方的函数.Fm对应的是非线性局部的表结构,它对应白是u(nk)的函数.Fm用多项式展开,那么就可以得到公式4-3所示的Volterra模型.图中各个点的传输函数可以表示为如下列图所示.图基于LUT的DPD结构中各个点的传输函数5DPD的运用5.1 DPD在无线系统中的位置目前我们设计的RTR单板总体构架没有什么区别,区别仅仅在各个模块中的具体实施中.首先从整体把握：任何一块RTR单板总是分为发射和接收两大局部.但在无线系统中,这里的发射和接收还有别的名称如发射也叫下行或者是前向,通俗的讲我们单板用到基站中,所以发射是从很高的基站到很低的终端,形象看来这个就是信号从高到低自然称之为

38、下行.反之亦然,接收端也称之为上行或者反向.其次从整体中把握模块：一块RTR单板根据功能划分如下几个模块,1：光接口模块光接口模块主要是CPRI局部,主要功能根据CPRI协议完成前向基带数据信号的解帧和校验,完成反向基带数据的组帧和校验.同时也完成一些限制信号,同步信号的解帧和组帧.2:前向数字处理模块前向数字处理模块主要是CPRI之后到DAC之前,这一段包括了数字中频的很多关键技术如数字上变频DUC,合波后的削峰CFR,削峰后的数字预失真技术,但凡提到数字预失真技术目前的系统多半都是有反应端,所以要结合起来看.3:前向射频链路模块前向射频模块主要是从DAC之后到PA的输入之前,这一局部主要完

39、成将中频向射频的调制过程,同时为了尽可能对信号本身的损伤参加了必要的放大和滤波处理.4:反向射频链路模块反向射频模块主要是从双工器之后到模数转化之前,这一局部完成将接收到射频解调到中频,同时尽可能减少链路对信号本身的损伤参加了必要的放大和滤波处理.5:反向数字处理模块反向数字处理模块是包括DAC到CPRI之间的处理局部.包含了反向处理的核心技术,如数字下变频DDC,接收信号强度指示RSSI,数字自动增益DACG等.6:射频前端RFE模块射频前端主要包括低噪声放大器LNA和滤波器.目前这些模块都集中到双工器中,所以在一定程度上RFE就是是指双工器.有了从整体到模块的掌握,那么就可以根据这样的思路

40、参考1T2R的总体框图进行对号入座了.图1T2R的硬件框图5.2 DPD提升系统的指标无线通信系统中衡量信号的指标可以分为两类：带内指标如EVM,波形质量RHO值等,这类指标是衡量信号本身的质量.另外的一类是带外的指标如ACPR,这类指标是衡量本系统对其他无线系统的干扰情况,这两类指标都有严格的协议要求.DPD主要改善的是ACPR指标即可以尽可能增加PA的输入功率提升PA效率的同时能满足ACPR的要求.下列图和图是某一系统中翻开DPD和关闭DPD的ACPR影响.兴AglBnt15:20c23De.3虱费£9cdnaOmcBaseChFreq873.570MIHzCenter54MHz

41、-pen4./0MHTFreq/ChanChannelNumber119CenterFreq歹后诃MHzIntNPurRm:ACPROffsetFreq750阀kHzL9B做虫呢14k坨施MHzIonerrrtegBHd0c罪的口阳丁<G,33韵用0用z-Ji风1由0kHa-78,5710.B0kHz-7GL741酶荻也-79.895£s,8$47r5£22333-dBcdBm-两？1对-&4.2L-2328-7B.70-3E.78-2L5BL9.37一皿L-39,普UpperPNOffsetkdip>3图DPD关闭时8个载波的ACPR滨Aglait才8

42、:1*51JanIN2S13cdnaOncBaseChFneq873.560MIH2ACPRFroq/ChanChannelNunber>119CenteFeqR*翼dMia明dEKM皓P*9三tAt5滤舟95nRj争的geM6873.580000MHz?p»ctru>(TotalPnfRef)Epcn4./0MHCenterFreq打金0MHzCenterB73.HMHzTotalPMrRm:ACPROffsetFreqkHz1.9B做虫配14k1£.鸵MHz41.69dBvi/1.23MHzIOH&rInteflBNdBc匏聪kHz-16.0730,

43、60kHz-16.641加k心-M7210.00kHzIE理L酶颜w也-6E疑M-L6296B,6£w3.9d5EJ3532243UpperdBcdBviB8,34-看刷-71.79CQD-必*9-e耶-2BJ9B2B.73-64J83-23.13PNOffset32kipJFil»Operation$tatuC：$CREH89,GPHTasaved图DPD翻开时8个载波的ACPR第二章：削峰原理及其运用6削峰技术引入的目的BPSK、QPSK、目前各种无线通讯系统中为了提升频谱的利用效率,都采用频谱利用率较高的8PSK、16QAM等调制方式,这些调制方式不仅对载波的相位进行

44、调制,还对载波的幅度进行调制,因此,这些调制方式会产生有较大峰均比的非恒包络调制信号.这种调制方式都希望对信号进行线性的放大,然而非等幅的包络信号会产生较大的峰均比,这给系统中的半导体器件提出了更高的线性度要求,为了尽可能的提升器件的工作效率,希望信号有尽可能低的峰均比,所以降低信号的峰均比显得尤为重要,削峰技术因此应运而生.如下列图信号峰均比PAR、平均功率就是我们常说的射频功率、放大器动态在削峰前后关系图如下列图所示：TypicalPowerAmplifierTransferCharacteristicVoutOutputdynamicrangeafterCFROutputdynamicr

45、angebeforeCFRVin图削峰前后输入PA均值功率变化情况从上图可以看出,当一个放大器确定后,其增益曲线也就确定了.峰均比拟高时红色表示,为保证线性度,此放大器输出平均功率较低,同时效率也变低.一旦把信号峰均比降低后蓝色表示,可以把输出功率提升,效率也就提升了,假设功率提升量小于峰均比降低量时,可以让放大器工作在线性区,那么放大器的线性指标ACPR也就更好了.因此削峰的好处在于：1:可以提升放大器输出功率,但不能无限提升.如把20W功放提升到30W.2:提升了放大器输出功率,减少放大器的回退量,也就意味着效率的提升.3:改善放大器的线性指标.4:目前大功率管子本钱较高,而削峰根本上是在

46、数字域实现,本钱低,也就降低了系统的本钱.5:与预失真结合时,在相同输出功率条件下,降低峰均比可以大大提升预失真改善度.在我们预失真系统测试时,当峰均比为11dB时,预失真改善度只有13dB左右,而把峰均比削到10dB时,预失真改善度就可达1617dB以上.6.1 峰均比定义及测量峰均比即PARPeak-to-AveragePowerRatio常常用峰值因子CFCrestFactor来衡量,这里给出CF的定义,然而PAR的定义是对一个给定的CF的一个统计的概念.CF定义如下：C皿需式中X表示的是信号的幅度.CF被定义为信号出现的最大功率好信号出现的平均功率的比值,用dB表不.PAR的定义是在对

47、信号的功率进行了概率统计,超过均值方均根表示的dB值.这个概率点的dB值来衡量一个系统的PAR即概率为时超过均值的dB数,更为直观的参考下面的图,图是采用互补累积概率分布函数complementofthetheCumulativeDistributionFunction,CCDF来得到不同概率下的PAR.从图中可以看到在这个点的PAR为.图CCDF曲线中的PAR值6.2 CCDF的数学表示基带信号都是用正交的I/Q表示,以便通过改变I/Q的幅度就能到达准确调相,调幅的目的.基带的I/Q数据是多个用户多个码道的叠加,因此I或者是Q的幅度功率概率密度服从高斯分布,如下列图所示.图基带数据的功率服从

48、高斯分布数学的简单推导可以知道,如果I和Q的概率密度都服从高斯分布,那么I2Q2也服从高斯分布.知道了概率分布,要求出幅度小于某一个给定值假设是A的概率就是累积的概率密度,如下列图所示,即取积分限为A,的积分.PDFdP=画40趣,UBBMrsmta单图CDF的数学表示从节的PAR的定于我们知道,PAR要求出的是峰值大于某一个给定值的概率数,其积分的限刚好是A,和CDF刚好相反.所以用了CCDF表示,其原理如下列图所示.图CCDF的数学表示从图和图中可以清楚的看到,CDF表示的是小于均值dB数的概率,而CCDF表示的是大于均值的dB数的概率,刚好和我们PAR定义的吻合,所以测量中都是用CCDF

49、来测试PAR.7削峰的主要指标削峰的过程必然会对原始信号的特性如幅度,相位产生了影响,从而最终影响到信号的质量,所以削峰是以牺牲局部信号质量为代价来换取低的PAR,是PAR和性能的一种折中考虑.所以,就削峰对信号的影响必须有一个清楚的熟悉.这里提到的削峰指标就是削峰过程中会带来对信号影响的指标,所以,削峰后一般都需要测试这几个指标,概括起来主要有以下几种.7.1 削峰后的PAR削峰后的PAR直接决定削峰的质量,在满足信号性能的根底上削峰前后PAR的差值是最直接衡量削峰水平的指标,下列图是削峰前后PAR的变化量示意图,图中削峰前和削峰后减少的那一部分概率能量就是我们常常说的削峰噪声,不同的削峰方

50、法会将削峰噪声放到不同的位置,有的带内,有的带外.我们常常说的削峰能削3dB就是指削峰前后PAR的变化量.图削峰前后PAR的变化示意图7.2 误差矢量幅度EVM上面提到,削峰是以牺牲信号质量为代价换取PAR的降低的,EVM就是衡量信号带内性能的重要指标,削峰将直接导致该指标的恶化.EVM和波形质量RHO值,信号的SNR都是衡量信号带内性能指标,但是他们之间都有相互的转换关系.EVM是指误差向量平均功率与参考信号平均功率之比的平方根如公式7-1所示,用百分数表示.用来描述理想调制波形与实际测得的调制波形之间的偏差.用来描述通带内总的失真,提供了传输误差的总体的功率水平,其中有幅度的误差和相位的误

51、差如下列图所示,削峰针对不同的调制方式必然对信号的相位和幅度产生影响.EVM2xtst出(7-1)xt2dt图EVM小意图7.3 峰值码域误差(PCDE)PCDE(峰值码域误差):是通过按特定扩频因子将矢量误差功率计算映射到码域.每个码字的码域误差是该码字上的平均映射功率与基准复平面波形平均功率之比,并以dB表示.PCDE是所有码字的码域误差中的最大值.一个特定的PCDE值可以被认为在任何特殊码的最坏的误差功率.-40dB的PCDE值说明,在解扩后,最坏情况下,一个特殊的代码可能具有误差功率为-40dBo有些代码可能具有更好的表现,但最不幸的代码可能具有-40dB的性能.EVM与PCDE:EV

52、M用来描述通带内总的失真,仅仅提供了传输误差的总体的功率水平,而PCDE却提供了一个描述这些失真的更加精确的方法并给出了这个误差在码域具有什么样的形式.PCDE将误差E投影到码域,并找出具有最大投影的代码.7.4 邻道泄漏功率比(ACPR)不同点的削山I算法对ACPR影响不同.ACPR(邻道泄漏功率比)是量化一个基站对于他相邻的基站的干扰程度用来衡量当采用clipping算法进行削峰处理时,可能产生的畸变,造成相邻信道的功率泄漏.ACPR是一个非常简单的度量,用来量化一个基站对于他相邻的基站的干扰程度.理想情况下,一个基站将要在他分配的5MHz带宽内传输.然而,这样的基站实现是非常困难的,能量

53、泄漏到临近的信道是允许的.例如相邻的第一个上下的5M带宽的能量需要到达-45dBc；而相邻的第二个上下的5M带宽的能量需要到达-50dBc等等,不同制式有专门的协议规定偏离载波多少值在特定的积分带宽内的总能量.计算的过程是比拟简单的,首先计算带内传输的功率,接着计算编译特别频点,特定积分带宽的能量,并进行比照转化为dB即可.8常用的削峰方法8.1单载波削峰方法目前我们的系统中都是具有多个载波,在DUC之前都是各个载波分开且独立处理,DUC后将载波进行合波.所以,任何算法都可放在系的不同位置实现,关键是能否满足我们的需求,这两个闻之两个位置是：基带硬削峰一一在载波合路前各个载波独立进行和中频硬削

54、峰一一在载波合路后进行.如下列图是单个载波时候基带削峰和中频IF削峰的位置点.图单载波基带和中频削峰位置示意图这里的单载波削峰都是指在合波前各个载波进行独立削峰,单载波削峰一般信号变化的频率比较低,削峰一般较容易实现,但是就效果而言,各个载波独立削峰后合波后仍然可能导致大的峰值出现,所以,一般用的不多,这里介绍的削峰方法也同样适合于合波后的中频削峰.单载波概括起来主要有如下的几种削峰算法：1.基带IQ独立削峰算法；2,基带幅度削峰算法；3. 基带预补偿削峰算法；4. DIF硬削峰算法；5. DIF匹配滤波根本削峰算法；6. DIF匹配滤波脉冲削峰算法.6.1.1 基带I/Q独立和幅度削峰算法基带削峰算法的优点是不会引起任何ACLR性能恶化,由于其削峰发生在DIF滤波之前,仅仅会对带内的能量产生影响,不带来任何带外能量泄漏,所以基带削峰算法的ACLR性能不是问题.基