（信息与通信工程专业论文）中频数字接收机的设计.pdf

摘要 摘要 在现代电子系统中，数字化已经成为发展的必然趋势，接收机数字化是电子 系统数字化中的一项重要内容，对数字化接收机的研究具有重要的意义。随着数 字化理论和微电子技术的迅速发展，高速的中频数字化接收机的实现已经成为可 能。 本文介绍了一种带有载波同步的数字下变频结构，在此结构基础上设计了某 中频宽带数字化接收机方案，并围绕此方案完成了数字下变频硬件的f p g a 实现和 接收机系统的调试工作。计算机仿真和系统测试结果表明，系统工作正常，可以 满足实际需要。 本文的主要内容包括：中频数字化理论( 采样量化，正交解调，载波同步， 数字滤波等) 、带有载波恢复的数字下变频结构的介绍、系统方案论证、数字下变 频与载波同步部分的硬件实现以及系统调试和结果分析。其中，作者的主要工作 是完成中频宽带数字化接收机的方案论证、系统仿真，接收机中数字下变频硬件 的f p g a 实现以及接收机系统的调试测试工作。 关键词： 中频数字化；数字接收机：在线可编程逻辑器件( f p g a ) ；科斯塔斯环； 数字下变频 a b s t r a c t d i g i t a l i z a t l o n i sa v e r yi m p o r t a n tt r e n do fm o d e me l e c t r o n i cs y s t e m a sa l l i m p o r t a n tp a r to fd i g i t a l i z a t i o no fe l e c t r o n i cs y s t e m ，d i g i t a l i z a t i o no fr e c e i v e ri sv e r y i m p o r t a n tf o r t h e r e s e a r c ho nd i g i t i z e dr e c e i v e r w i t ht h ef a s td e v e l o p m e n to f d i g i t a l i z a t i o nt h e o r y a n dm i c r o e l e c t r o n i c t e c h n o l o g y , i t i s p o s s i b l e t o d e s i g n h i g h _ s p e e di fd i g i t i z e dr e c e i v e r i nt h i sp a p e r , as t r u c t u r eo fae f f i c i e n td d c ( d i g i t a ld o w nc o n v e r t e r ) b a s e do n c o s t a sl o o pi sp r e s e n t e df i r s t l y ，a n dt h e nt h ep r o j e c tt od e s i g nai fd i g i t i z e dr e c e i v e ri s p r o p o s e d ，f i n a l l y ，t h er e a l i z a t i o no fd d cs y s t e mo nf p g ac h i pa n dt e s t i n go ft h i s r e c e i v e rs y s t e ma r ei n t r o d u c e d t h er e s u l t so fc o m p u t e rs i m u l a t i o na n dt e s t i n gi n d i c a t e t h a tt h es y s t e mc o u l dw o r kw e l la n dt h ed e s i r e dr e q u i r e m e n t sc o u l db ea c h i e v e d t h em a i nc o n t e n t so ft h i sp a p e ri n c l u d e ：t h et h e o r yo fi fd i g i t i z a t i o n ( s a m p l i n g a n dq u a n t i z a t i o n ，q u a d r a t u r ed e m o d u l a t i o n ，c a r r i e rs y n c h r o n i z a t i o na n dd i g i t a l f i l t e r i n g ) ，i n t r o d u c t i o no fas t r u c t u r eo fe f f i c i e n td d c ，t h es i m u l a t i o no ft h es y s t e m p r o j e c t ，t h ed e s i g na n di m p l e m e n t a t i o no ft h ed d cp a r ta n da n a l y s i sr e s u l t k e y w o r d s ：d i g i t i z e dr e c e i v e r ，f p g a ，c o s t a sl o o p ，d d c 图表目录 图表目录 零中频接收机结构图。3 射频数字化接收机结构图3 宽带中频数字接收机结构图。5 本系统的物理结构框图。 模拟中频信号频谱示意图 6 8 单通道d d c 结构图9 正交双通道d d c 结构图模型 单通道结构混频 双通道结构混频 n c o 功能框图 低通滤波器参数的定义。 相位误差对信号功率造成的损失示意图。 b p s k 信号所用的c o s t a 环结构框图 二阶数字c o s t a s 环结构图 本系统的基本结构。 c o s t a s 环在s y s t c m v i e w 中的结构图2 7 带有3 2 所示的c o s t a s 环的q p s k 信号解调2 7 n c o 误差控制信号的跟踪的建立波形2 8 输出信号稳定后的眼图2 8 锁定后n c o 输出信号的频谱2 9 左上，左下分别是c o s t a s 环鉴相后的i ，q 两路输出信号右上，右 下分别为鉴相和n c o 输出的波形2 9 图3 8 一阶环鉴相输出，稳定后的相差，环路累积相差，稳定后n c o 输出 ：i ：! 图3 9 二阶环鉴相输出，稳定后的相差，环路累积相差，稳定后n c o 输出 图3 1 0 图3 1 l 图3 1 2 图 图 图 图 图 图 1 3 1 4 1 5 1 6 1 7 1 8 锁定后前后信号的星座图。3 3 仿真中假设位同步后的解调结果。3 3 以2 0 8 4 0 ，2 0 8 0 ，4 3 0 的三组步进分别跟踪1 5 k h z 频差信号的频 率跟踪图3 4 无噪声时频率跟踪锁定过程中输出信号星座图的变化3 6 1 4 7 d b 噪声时频率跟踪锁定过程中输出信号星座图的变化3 7 二阶c o s t a s 环环路滤波器的实现。3 8 环路滤波器系数和扩展步进的切换示意图4 2 f p g a 中c o s t a s 实现环路的各主要模块4 6 系统输入的线性调频信号频谱示意图4 7 v l m 加m b 托拇加为弱 1 2 3 4 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1 1 2 3 4 5 6 7 1 1 1 1 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 3 3 3 3 3 3 3 图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图 图表目录 a d c 采样后离散信号频谱示意图4 7 用m a t l a b 计算f i r 的参数设置4 8 系统的顶层原理图。5 0 n c o 电路的工作原理框图5 1 n c o 电路的简单的实现图。5 2 n c o 频率控制实现图5 4 n c o 频率控制顶层图5 5 n c o 频率控制时序图5 5 二阶c o s t a s 环环路滤波器的实现5 5 二阶c o s t a s 环环路滤波器在f p g a 中的实现图5 6 二阶c o s t a s 环环路滤波器的顶层图5 6 经过环路滤波前后信号波形图。5 6 d a 串行滤波器信号波形图。5 8 d a 并行滤波器信号波形图一5 8 d a 可选r f d 时钟数滤波器5 8 m a c 滤波器信号波形图5 8 d a _ i qf i r 在f p g a 中的顶层实现图5 9 符号鉴相器在f a g a 中的实现图6 1 符号鉴相器在f a g a 中的顶层图6 1 并串与串并变换电路的顶层图6 2 并串电路的波形图6 2 串，并电路的波形图6 2 跟踪建立时的波形6 3 锁定后的波形6 3 a d 6 6 4 4 内部结构框图7 1 a d 6 6 4 4 模拟信号差分输入交流耦合7 2 a d 6 6 4 4 外围电路7 4 x c 2 v 5 0 0 内部结构图7 6 a d 6 6 4 4 所用f i f o 模块示意图7 9 电路板的顶层布线8 3 简单的单工l v d s 接口示意图。8 4 数字中频接收机硬件实物图。8 6 f p g a 中资源消耗表8 7 系统总体调试框架图。8 8 跟踪建立时的波形8 9 锁定后的波形。8 9 f p c 认很多时候的状态。8 9 锁定时即g a 中f c w 的读数9 0 侈2 3 4 5 6 7 8 9 加n 佗b u m竹他傍加殂勉1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 3 3 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 5 5 5 5 5 5 5 5 6 6 6 6 6 6 6 图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图 图表目录 表 表 表 表 表 表 一组k ，b 的值及其对应的等效噪声带宽的值4 4 a d 8 1 3 8 的谐波特性7 5 v i a c x i i 系列f p g a 内部资源图7 7 x c 2 v 5 0 0 支持的差分f o 标准及相应的参考电压7 8 x c 2 v 5 0 0 支持的部分单端f o 标准及相应的参考电压7 8 系统的电源解决方案8 0 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谓f 的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签钰欺日期：触年，月矽侣 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：奎堕导师签名： 日期跏 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 一般来说，与模拟系统相比，数字系统能够提供具有更好的性能以及更强的 灵活性，因而随着数字技术的发展和应用，电子系统数字化后会具有越来越强大 的功能、简化的结构、高的可扩展性。接收机作为电子系统中关键的一环，数字 化是其必然的发展方向。 数字接收机和传统的模拟接收机相比，具有高可靠性、抗干扰能力强、扩展 能力强、灵活可变等许多优点，在现代电子系统中得到了越来越多的应用。它由 以下几个部分组成：模拟前端，宽带a ，d ，数字下变频器，高速数字信号处理器 等。 随着数字信号处理技术和微电子技术的提高，中频数字化接收机已成为可能。 相比传统的模拟接收机而言，中频数字化接收机具有中频数字化接收机所具有的 可靠性好、抗干扰能力强、输出i 、q 的幅相一致性和正交性误差小等优点。因 而研制中频数字接收机系统具有相当重要的现实意义。 中频带通采样数字化结构是根据所需的处理带宽进行带通采样，这就大大降 低了对a d 转换器性能的要求，后续数字信号处理的速度也可以随之大大降低。 随着目前有关电子器件性能的提高，采用中频带通采样数字化结构的数字接收机 的实现已成为可能。 在软件无线电中，我们将a d 转换器尽量靠近天线，使之在中频甚至射频实 现。这时将产生较高速的码流，这为数字信号处理器( d s p ) 的处理速度提出了较高 要求。所以，我们通常在实现了中频或者射频采样后，需要采用数字下变频( d d c ) 技术，以将高码流信号转换成为低码流的基带信号。 同时，在数字移动通信，卫星通信等的接收机设计中，由于在信号传输时的 多径效应，多普勒效应和相位抖动等因素的影响，将产生一定的频移和相移。为 电子科技大学硕士学位论文 了准确的将接收信号解调到基带，我们必须采用白适应的锁相环跟踪载波。这时， 常用的相移键控( p s k ) 信号，不含有载频分量，需采用特殊的锁相环，即抑制载波 跟踪环以实现载波同步。同相正交环( 即c o s t a s 环) 即可很好的满足这一要求。而 且，c o s t a s 环在实现载波跟踪的同时，将接收并数字化以后信号的频谱稳定地搬 移到了基带，即实现了数字下变频。目前，数字c o s t a s 环广泛用于各种数字通信 接收系统中，如扩频系统等，其良好的性能大大提高了接收机的可靠性。 在笔者设计的全数字接收机中，以上两项工作都在可编程门阵列( f p g a ) 中完 成。f p g a 由于极高的处理速度，极强的灵活性，丰富的资源，成为数字通信系 统中流行的实现方案。尤其在数字系统算法实现之前的数字预处理设计中，f p g a 更是工程师们的首选。 本文针对基于中频带通采样数字化结构的中频数字化接收机的设计与实现开 展研究。 1 2 数字接收系统方案的概况及选择 中频数字化接收机的核心是将宽带a d 转换器尽可能靠近天线，如1 1 1 小 节所介绍的，把a i d 移到中频，使接收到的模拟信号尽早数字化，然后由高速数 字信号处理器件完成后续的数字信号处理功能。 这种数字接收机结构采用中频直接数字化的方式，大大简化了天线模块与 a d 转换器之间模拟电路的设计。 和传统的模拟接收机相比，中频数字化接收机具有高精度、高可靠性、抗干 扰能力强、灵活可变等许多优点，可以避免因基带处理的i 、q 幅相不一致所带 来的一系列问题。 由于中频数字化接收机没有采用多次混频的体制，整个系统中模拟电路的数 量较少，系统的稳定性、灵活性和可扩展性更强。 从上述比较可以看出，中频数字化接收机与模拟接收机以及相比具有诸多优 势，将是今后研究高精度宽带接收系统的一种重要发展方向。 1 2 1 零中频接收方案 2 第一章绪论 零中频接收方案也称为直接变换方案( d 打嘣c o n v e r t e rr 。量v e 嚷该方案直接 将射频信号转到零中频，然后在基带进行数字化过程。其实现框图如图1 - 1 所示： f d s p 图1 1 零中频接收机结构图 该方案直接将射频信号转到基带。其优点在于信号转化步骤少，有灵活的调 谐范围，更大的信号带宽，但该方案硬件主体是模拟器件，有如下缺点【4 l ： ( 1 ) 高增益低噪声混频器存在泄漏，实现困难； ( 2 ) 对模拟器件如( a d c ) 要求极高的动态范围； ( 3 ) i ，q 两路信号无法做到准确的相位平衡； 。 ( 4 ) 直流偏量不易消除； 1 2 2 射频数字化方案 射频数字化方案a d c 直接在射频前端数字化，处理过程全数字化。其 结构如图1 - 2 所示： 图1 2 射频数字化接收机结构图 此方案简洁明了，易实现软件化控制，如果能实现则是理想方案，也是软件 3 电子科技大学硕士学位论文 无线电最终寻求的方案。随着a i ) c 性能提高这种方案将成为数字接收机发展的 必然趋势，但目前射频直接数字化还存在以下问趔7 1 ： ( 1 )对接收机选择性和灵敏度影响很严重，容易造成a d c 超载或丢失 弱信号： ( 2 ) 为适应大输入动态范围，降低a d c 量化噪声，给a d c 的动态范 围提出了很高要求，目前通常难以实现： ( 3 )a d c 前的抗混叠滤波器难以适应多频段，多制式的要求； ( 4 ) 大采样频率a d c 引起的孔径抖动将会大大恶化信噪比。 1 2 3 宽带中频数字化方案 对前两个方案进行折中，即将射频0 l r ) 信号转化为中频o f ) 信号，在宽带a d c 前用高性能抗混叠滤波器滤除带外信号并在中放级实现自动增益控制a g c ，获得 最大信号增益，减轻带内信号过载的可能性。a d c 数字化后由d d c 完成数字下 变频，转换成i ，q 双通道信号再进行基带处理。a i ) c 后数字滤波器代替了模拟 滤波器，提高了其选择性能及系统的灵活性。而该方案与射频直接数字化方案同 样很好的实现了软件无线电的思想。该方案在将射频转化到中频后，在中频直接 样后，采用数字i ，q 解调技术，在中频和基带编程实现相应处理，能够实时改 变程序配置以适应不同通信体制，具有很大灵活性。且i ，q 两路幅度一致性好， 相位误差小。 中频数字化接收机结构如图1 3 所示，它在模拟前端完成两次变频和信号放 大，在二中频后数字化后再进行了滤波，同步，解调等。若进行二中频处理，一 中频多用高中频，以提高中频抑制和镜频抑制。而二中频越高，全采样速率越高， 后续处理越困难，故二中频应尽量低【6 l 。 宽带中频接收机也可以将a i ) c 前模拟信号用一系列模拟滤波器划分为多个 通道，由a d ) c 同时对多通道数字化，这就增强了系统灵活性，降低了硬件复杂 度。 4 第一章鳍论 图1 3 宽带中频数字接收机结构图 宽带中频数字化方案具有以下优点【3 3 】： ( 1 ) 支持多频带多制式大动态范围输入； ( 2 ) 高选择性，高稳定性； ( 3 ) 系统灵活性强，硬件复杂度低； ( 4 ) 调试容易，成本较低 由此本系统即是采取这种结构，将射频信号下变频到7 0 m 的中频，再进行处理。 1 3 本系统总体结构 由于项目需要要7 0 m h z ，码流1 0 m b p s 的q p s k 信号变到基带后的信号。故 把载波恢复和时钟恢复分开。处理的就泪类似于上图a g c 输出的信号，它是中 频7 0 m h z ，码流1 0 m b p s 的q p s k 信号。a d 采样后，我们要处理的是伪基带信 号。如前所述，这需要用正交双通路结构进行下变频。由于信道的多径效应，多 普勒效应等，中频数字化后的信号有一定的载波漂移，所以我们需要做载波同步。 我们用二阶的数字c o s t a s 环来实现。以上功能由f p g a 实现。为了正确解调，再 在d s p 中做位同步与判决，并进行基带处理等。为了把下变频数据送到p c 机中 进行相关处理，我们用了p x i 接口来使f p g a 和p c 机通信。其结构框图如图1 - - 4 所示。 5 电子科技大学硕士学位论文 两 副荆 椭暇黼舡作 圃p x i + 总线 i 1 4 本方案评估 图1 - 4 本系统的物理结构框图 ( 1 ) 采用i ，q 两路正交解调，增强了系统的处理能力，而两路处理全数字化完成， 具有输出i 、q 的幅相一致性和正交性误差小等优点，可以实现较高指标； ( 2 ) 方案在载波同步时采用两级搜索，大大提高了载波同步的速率和精度 ( 3 ) 方案采用带通采样利用a d c 作为近似理想的混频器对信号进行变频。采样后 相当于信号的中心频率从7 0 m h z 搬移到8 5 6 m h z ( 即伪基带) 实现了中频到基带 的频率变换。频谱利用率也比较高，此方案不再要求很高的采样速率! 而只要采样 速率，选取合适的采样速率后端可以从伪基带恢复载波得到基带数据进行相应的 处理，大大简化了系统； ( 4 ) 市面上有很多通用的数字下变频芯片，因其适应不同速率的信号，故需要在其 内部解决多速率信号处理等问题，对本系统需处理的信号确定，不需浪费资源； ( 5 ) f p g a 为系统提高了巨大的灵活性及良好的可移植性，使调试更加灵活方便。 1 5 作者的主要工作 作者参加了中频宽带数字化接收机系统的研制，主要工作包括： 1 、根据某中频数字接收机的具体指标要求，在老师指导下制订了采用一种带 6 第一章绪论 有载波同步的高效数字下变频结构的数字接收机系统方案，确定了系统结 构和实现方法，并且验证了方案的可行性； 2 、分析了相关的理论模型，推导并证明了相关参数的设计，完成了相关仿真； 3 、完成了基于f p g a 并采用带有载波恢复的d d c 模块的v h d l 程序设计， 在i s e + m o d e l s i m 后仿真验证了程序的正确性； 4 、硬件电路板设计：包括器件选型，原理图，p c b 的设计等； 5 、在设计的硬件平台上完成了对d d c 模块及数字下变频模块的调试，测试 结果表明该中频宽带数字接收机能够工作，并分析了遇到的问题以及改进 方法等。 1 6 本文的主要内容及结构 本文主要讨论基于软件无线电技术的中频宽带数字化接收机系统的研究，包 括中频数字化理论、中频数字化接收机的系统仿真与方案论证、高效数字下变频。 模块的f p g a 实现、系统调试及结果分析以及系统使用的主要器件介绍等内容。 论文共分六章，基本结构如下： 1 第一章为绪论，概述了项目背景，当前本领域的发展概况，介绍本文内容 及作者主要工作。 2 第二章介绍了中频数字化接收机的原理和中频数字化的相关理论，包括采 样量化理论，正交解调，数字滤波及用c o s t a s 环实现载波同步等内容。 3 在第三章中给出了一种高效数字下变频结构的原理介绍，和基于该高效结 构的中频宽带数字化接收机的具体设计方案以及相应的计算机仿真结果。 4 在第四章中详细介绍了本系统在f p g a 中的各个模块的具体实现。 5 在第五章中介绍了采用带载波同步的数字下变频部分的硬件设计实现，系 统采用的器件的介绍以及本方案使用的f p g a 内部各功能模块的具体设计实现。 对课题涉及到的软硬件平台做了较详细介绍。 6 在第六章中介绍了系统的调试与结果分析。 7 电子科技大学硕士学位论文 第二章中频数字化接收相关理论 2 1 采样量化理论 要进行中频数字化处理，首先就会遇到怎样把输入的模拟信号采样为我们所 需要的数字信号的问题。采样就是在采样时钟到来时把时域上连续的信号转换成 时域离散信号。采样时钟的选择必须满足n y q u i s t 采样定理或带通采样定理，以 保证采样后的离散信号频谱不会出现混叠，这样原模拟信号便可由离散信号准确 反映，重构，恢复。在此前提下，采样时钟的选择还要考虑系统对处理增益的要 求和系统工作的特点。 本课题采用的中频带通采样软件无线电结构是建立在带通信号采样的理论 基础之上的。使用带通采样定理可以大大降低所需的中频采样速率，不仅为后面 的实时信号处理奠定了基础，而且增加了系统的可实现性。所以，这里着重讨论 带通采样理论。 tt 现假设输入中频信号为f ( t ) ，其频带限制在( 屯山) 内，中心频率为，f 0 = ! 半， 中频带宽为b = f m - f i ，则可得如图2 - 1 所示的模拟中频信号幅频特性示意图： - i f ( 川 w 叫鼍卜 刚。 图2 - 1 模拟中频信号频谱示意图 根据带通采样定理，采样率只需满足： 竺；s 兰( 其中2 主n ；要) ( 2 - 1 ) l 卜1i h - i l i ( 2 1 ) 式中，n 取满足上式的正整数( 2 ，3 ) ，n 的最大值就决定了所需采样 频率的最小值。 第二章中频数字化接收相关理论 带通采样定理表明：对带通信号而言，可按远小于奈奎斯特频率的采样率来 采样。这就大大降低了对后续处理的要求。我们称之为欠采样。但是，选取符合 ( 2 1 ) 式的一系列采样率时，为保证系统指标还需综合考虑以下问题： ( 1 ) 采样率尽量低，以减轻后续处理的压力； ( 2 ) 需调整l 使伪基带( 离零频最近的一段频带) 与前后两段数字化延拓后 的频带之距离尽量相等，且尽量小，以方便于后续滤波器的实现； ( 3 ) 要选取这样的n ：使采样频率f s 有尽可能充分的变化裕量，以利于采 样时钟的实现： ( 4 ) 不要把n 选来使得a d c 后延拓的频谱过密。不利于抗混叠滤波器的 实现。 模拟信号经过采样后变成了时域离散的信号，但其采样值仍是连续变化的， 就需要量化，即用m 个离散的电平值来表示这些采样值，把幅度连续的信号变成 幅度离散的信号。这m 个离散的电平值可以用一个n 位的二进制数来表示，也就 是编码。编码的方式很多，有偏移码、二进制补码、二进制无极性码、一的补码 等等，以偏移码和二进制补码用得最多。 2 2 数字下变频( d d c ) 由于数字处理器的处理速度有限，往往难以对a d 采样得到的高速率数字信 号直接进行各种类别的实时处理。为了解决这一矛盾，需要采用数字下变频 ( d d c ) 技术，将采样得到的高速率信号变成低速率基带信号，以便进行下一步 的信号处理。数字下变频技术在软件无线电和各类数字化接收机中得到了广泛应 用。以下是数字下变频的两种结构：单通道d d c 结构和正交双通道d d c 结构，如 图2 2 和2 - - 3 。 图2 - 2 单通道d d c 结构图 9 电子科技大学颈士学位论文 数字下变频技术是数字接收机的核心技术之一，它包括数字混频正交变换、 数字滤波等。其中数字混频正交变换部分完成频谱搬移工作，而数字滤波则用来 滤除带外噪声。解决信号可能发生的混叠问题。在对码流速率远大于带宽的信号 进行d i x ；时，通常还要抽取等【1 1 l f 堋。 图2 - 3 正交双通道d d c 结构图模型 图2 - 4 和图2 5 分别表示了采用单通道和正交双通道混频方式混频后的信号 频谱。从图中可看出，若想把信号从其中心频率搬移到零频，采用单通道结构时， 混频后的结果是混叠的，而正交双通道则不会。所以，单通道系统在某些频谱适 用( 如对称的频谱) ，其它系统则不适用。它的选取还与基带处理的要求有关。 对本系统而言，我们中频数字化后要处理的实际是离零频最近的伪基带信号。 它只有正频率，是频谱不对称的。若采用单通道结构，则混频后频谱及混叠。采 用正交双通道结构混频后，可计算i ，q 两路信号合成的复解析信号的频谱即是 将伪基带信号频谱搬移到零频后的结果。图2 5 即指示了中频信号在i ，q 两路正 交双通道混频后伪基带解析信号的频谱。 坐扯 单通道结构混频 世掣 图2 4 单通道结构混频 双通道结构混频 图2 5 双通道结构混频 1 0 第二章中频数字化接收相关理论 与模拟下变频相比，数字下变频的运算速度受数字处理器处理速度的限制， 同时，其运算速度决定了其输入信号的数据流可达到最高速率，相应地也限定了 a d c 的最高采样速率；另外，数字下变频的数据精度和运算速度也影响着接收机 的性能，所以，数字下变频器必须进行优化设计【1 】 影响数字下变频器性能的主要因素有三个：一是表示数字本振、输入信号以 及混频乘法运算的样本数值的有限字长所引起的误差；二是数字本振相位分辨率 不够而引起数字本振样本数值的近似取值。也就是说，数字混频器和数字本振的 数据位数不够宽，存在尾数截断的情况；数字本振相位的样本值存在近似的情况： 三是混频后的f i r 滤波器运算带来的误差，如频率性能，运算的字长误差等【1 1 4 1 。 2 3 正交变换原理 自然界的物理可实现信号，( f ) 都是实信号，而实信号的频谱具有共轭对称性， 即满足： f ( f ) 一f ( - f ) 所以只需其正频部分或负频部分就能完全加以描述，不丢失任何信息，也不 会产生虚假信号。正频率分量对应的信号- z ( t 1 的频谱为： 2 f f f ) f o z ( 厂) 一 f ( ，) f一0(2-2) i of 0 从而得到z ( f ) 是一个复信号： z o ) 一f ( t ) + j h 【，( f ) 】 ( 2 3 ) 其中： 町( f ) 】= 妻磋d f ( 2 - - 4 ) 称为f ( t ) 的h i l b e r t 变换。z ( f ) 的实部叫作f ( t ) 的同相分量( i n p h a s e c o m p o n e n t s ) ，z ( t ) 的虚部叫作f ( t ) 的正交分量( q u a d r a t u r ec o m p o n e n t s ) 。由式 ( 2 4 ) 可以计算： i i 电子科技大学硕士学位论文 仁州，矧，( f 弦一0 所以，复信县s z q ) 之实部与虚部是正交的。 设z ( f ) 的极坐标表示为： z q l 一a ( t ) e 9 0 口( f ) 表示z ( f ) 的瞬时包络，妒( f ) 表示z ( t ) 的瞬时相位。由式( 2 - 3 ) 可知， 4 ( f ) 一x 2 ( f ) + h 2 i x ( t ) l ( 2 - 5 ) 一强防 ( 2 - - 6 ) 所以z ( f ) 的瞬时角频率w ( f ) 为： 懈- 警( 2 - - 7 ) 也就是说从解析信号z o ) 很容易获得信号的三个特征参数：瞬时幅度、瞬时 相位和瞬时频率，而这三个特征参数是信号分析、参数测量或识别解调的基础， 在信号处理中有着极其重要的作用。 对于一个载频为，o 的实带限信号，( f ) ： ，( f ) - a ( t ) c o s 2 , f f o t + 日( f ) 】( 2 - 8 ) 可以证明它的h i l b e n 变换为： h f q ) 卜a ( t ) s i n 2 a o e o t + 日( f ) 】( 2 - - 9 ) 实现正交变换的传统方法是模拟正交解调方法。这种方法的缺点是很难产生 两个幅度一致、相位完全正交的本振信号。所以目前被广泛采用的是数字混频正 交变换，如图1 1 5 所示。这样，两个正交本振的形成和相乘都是数字信号的数 学运算结果，只要确保运算精度，其幅度一致性和相位正交性是可以得到保证的 8 】【1 0 1 。 第二章中频数字化接收相关理论 2 4 数控振荡器( n c o ) 原理 数控振荡器( n c o ) 是产生一个给定频率的信号发生器，其信号的数字化波 形可以在一个更高时钟频率下进行相位累加而得到。它需要满足奈奎斯特定理， 即待产生的频率低于时钟频率的1 2 。 数字控制振荡器( n c o ) 是决定d d c 性能的最主要因素之一。n c o 的目标， 就是产生一个频率可变的正弦波样本，如式( 2 - 1 0 ) 所示： ， s o ) 一c o s ( 2 = 2 罟+ n ) ( 2 一l o ) 式中，为本地振荡频率，厶为n c o 的时钟频率。n c o 产生的本振信号 输入到数字混频器( 乘法器) 与输入信号相乘即完成混频。 图2 6n c o 功能框图 数控振荡器由三部分组成：相位累加器、相位加法器和正弦表。其功能框图 如图2 - - 6 所示。相位累加器的作用就是将数字本振频率和本振偏移频率之和转换 成相位，每来一个时钟脉冲，相位在原来的基础上增加一个相位增量；这里可以 设置一个初始相位以满足某些应用的需要。相位的正弦或余弦值用查找表求得。 电子科技大学磺士学位论文 下面具体介绍n c o 的数学模型。 设n c o 的瞬时相位为妒，角速率是，因s - s i n # 或s c o s # ，则在t 时刻有： s s i n 2 石f l o n a t 或者s c o s 2 x a o n a t ( 2 1 1 ) n c o 实现时的时间间隔由其相位累加器的时钟周期a t = 1 a 决定。由查找表 的物理意义，有 n ，一2 石7 0 - a # a t ( 2 1 2 ) 可得妒一2 口j l o a t a h 挚，则可以得到： 丘d 妒圭6 生 ( 2 1 3 ) 从式( 2 1 3 ) 可以看出，2 p 为n c o 查找表内周期正弦波的最大相位变化值， b p n c o 能获得的相位变化量，是在0 2 p 的范围内。将式( 2 - 1 3 ) 代入式( 2 - 1 1 ) ， 可以得到： 扣咖( 扔蛳鲁+ n ) c z l 4 ， 从( 2 - 1 4 ) 式可以看出，可以建立一个相位毋与其正弦值相对应的正弦表 t a b ( # ) 。该表存储了1 4 周期的正弦值，并按照相位递增结构存储。设查找表的地 址位数为b ，则0sns2 8 1 ，设n c o 的频率控制字为f c w ，它表示相邻两个地址 之间的间隔，则有 了f c w ：丝( 2 - 1 5 ) 1 广2 石 如- f c w 等( 2 - 1 6 ) s o ) ，s i n 打+ f c f w 厶n ( 2 - 1 7 ) 根据式( 2 - 1 7 ) 可知，此时n c o 输出的正弦波的频率为，；a f c w + 等 通过设定n c o 的a f c 聊的大小，来产生希望的频率的正弦波；反之，, - f c w 的 大小是根据已知正弦波的频率计算得到的。对本系统，如果n c o 的相位累加器 的时钟频率为3 0 7 2 m h z ，相位累加器的位数为2 6 位，a o 为8 5 6 m h z ，则n c o 1 4 第二章中频数字化接收相关理论 的频率控制等r - f c w ：2 8 上2 &56m=8699605226* = 1 8 6 9 9 6 0 5 。的频率控制等 = b 乏 3 0 7 2 m 。 j d t 、 n c o 的数据位数决定着d d c 的性能和n c o 正交性，对实现数字接收机的 性能指标而言是很关键的一环，所以在实现n c o 时要注意以下参数：n c o 产 生数字频率的精度，载波的同步，n c o 输出频率的噪声等。 n c o 输出频率的噪声。噪声的产生是由正弦值的量化误差而引入的，由于采 样时刻不一定严格对齐载波的相位，也所以会产生噪声，构造更大的正弦或余弦表 可以减少噪声分量，但这会增加n c o 资源占用。 n c 0 的噪声由表示正弦值的位数决定，其近似关系式为s n r , 。一6 n - 1 8 。 s f d r 参数，是由n c o 输出的信号中存在杂波分量而引入的，且由相位位数n 决定， 其近似关系为：髓一6 n 。 n c o 的另外一个性能参数，是频率分辨率气，取决于相位位数。假如相位累 加器的位数为n ，则n c o 的频率分辨率为： ，艚一等 ( 2 1 8 ) 若要以控制f c w 的值来直接控制n c o 的输出频率，即 f c w = f c w o + a u ( n ) ( 2 - 1 9 ) 在锁相环中u ( n 1 是数字鉴相器的输出，口是位扩展因子，这时 s：幼。fcwo萧+au(n)sln 。厶 ” ( 2 一2 0 ) s 皇z 石= 一，一 挥 l z u j 这是具有理想线性特性的n c o ，但是，由于n c o 输出的是载波的不连续采 样点，而通常数字锁相环的检相器又是不连续变化的，这使环路有时很难稳定的 牵引到同步状态。为了使n c o 具有一定的线性连续性，可以把鉴相信号u ( n 1 改 为控制n c o 频率的变化速率，这样就可以得到较为平缓的输出载波，环路控制 也更稳定更易收敛。本系统使用的n c o 即是如此。其数学模型如下： s 。s i n 幼。型掣+ n ( 2 2 1 ) 一幼 _ l 旦 f 。( ) 电子科技大学硬士学位论文 2 5 数字滤波原理及设计方法 从上节讨论可知，系统的重要环节是混频以后的的数字滤波，所以以下讨论 f i r 滤波器的设计。 对于一个低通滤波器可以用如下的一组参数来描述，如图2 7 所示。 2 5 1 数字滤波器设计理论基础 1 + 6 p 1 一f ) 图2 - 7 低通滤波器参数的定义 输入为( n ) 、输出为y o ) 、冲激响应为 0 ) 的数字滤波器为： y ( n ) - o ) + f ( n ) 。罾仲) ，o 一七) ( 2 - 2 2 ) 其中“”为离散卷积符号。 数字滤波器有两种形式，即有限冲激响应( f i r ) 滤波器和无限冲激响应( i i r ) 滤波器。所谓f i r 滤波器是指冲激响应函数h ( n ) 为有限个数的滤波器，即满足： h ( n ) ；o n 2 时 ( 2 2 3 ) 1 、2 为有限值，通常取，= 0 , n ：= n 一1 ，所以f i r 滤波器表示为： y ( n ) 5 荟 ( 七) ，( 月一七) 2 2 4 1 6 第= 章中频数字化接收相关理论 其频率响应为； n - i h ( e 扣) 。荟 ) e “( 2 - 2 5 ) 所谓滤波器设计，就是在给定日0 扣) 的条件下，求出冲激响应 o ) 。相对于 i i r 滤波器，f i r 滤波器有许多独特的优越性，如线性相位特性、稳定性等，而且， f i r 滤波器的设计相对成熟，方法更多，所以在一般的数字信号处理中，f i r 滤 波器的运用更为普遍。 2 5 2f i r 滤波器的设计方法 设计f i r 滤波器的设计方法很多，包括窗函数设计法、频率采样法、最小均 方误差设计法和基于切比雪夫逼近的等纹波设计法等。 1 设计方法中最为简单的就是用一个有限长的窗函数w 0 ) 去截取一个理想 滤波器的冲激函数h 。0 ) ，得到一个实际可用的f i r 滤波器冲激函数h ( n ) ： 1 1 0 ) ；h a n ) w ( n ) ( 2 2 6 ) 其中窗函数吣) 可以有各种形式，如矩形窗、汉宁窗( h a r m i n g ) 、海明窗 ( h a m m i n g ) 、布一哈窗( b l a c k m a n h a r r i s ) 以及凯撒窗( k a i s e r ) 等。 2 频率采样法就是直接从频域出发，对理想频响进行采样，以此来确定h ( n ) 的值。即令： f 塑。 o ) 3 九p ) ( 2 2 7 ) 这样就可以使设计所得的传递函数( z ) 去逼近理想要求的传递函数h 。( z ) ， 至少在采样点的频率上，两者可以具有相同的频响，而各采样点间的值则是通过 内插完成。频率采样设计法的优点就是从频域出发直接处理，并且适合于最优化 设计。但缺点则是滤波器的截止频率不易随意控制，如果要想自由选择截止频率， 那么会增大值而变得不经济。 3 最小均方误差设计法不是由滤波器本身的直接技术条件决定，而是根据实 际已插的信号和它的理想值之间差值函数来决定，在设计内插滤波器时应用较多。 4 基于切比雪夫逼近的等纹波设计法设计出来的滤波器在频域中感兴趣的 1 7 电子科技大学硕士学位论文 频率范围内其峰值( 加权的) 逼近误差最小，从这个意义上来说，它是最佳的。具 体而言就是假设通带波纹6 ，和阻带波纹6 ，之间的关系为： 6，k6，(2-28) 其中七是一个固定的加权因子，它决定了误差6 ，和6 ，的相对重要性。从而得 到了滤波器的逼近问题： 1 一k 6 ，墨n ( e 扣) 墨l + k 6 ，0 s s ， 一6 | s u ( e 拍) s 6 ，c o ，s s 玎 其切比雪夫( 最大最小) 逼近解为： ( 2 2 9 ) ( 2 3 0