运动控制系统课程设计.doc

前言一、 性能指标i5% i10%二、 设计对象参数Pnom=550kW Unom=750V Inom=780A nnom=375r/min Ti=0.03sTm=0.084s Ce=1.92V min/r R=0.1 Ks=75 Toi=0.002s To=0.01s =1.5 U*nm=12V U*im=12V1、 整流电路和整流器件的选择1.整流电路：三相全控桥式整流电路（1）三相全控桥式整流电路（电阻性负载）1）电路结构 三相半波整流的变压器存在直流磁化问题，三相全控桥式整流电路可看作是三相半波共阴极接法(VT1，VT3，VT5)和三相半波共阳极接法(VT4，VT6，VT2)的串联组合。 2）工作原理（=0时） 一个周期内，晶闸管的导通顺序T1VT2VT3VT4 VT5VT6。将一周期相电压分为六个区间：在t1t2区间：u相电压最高，VT1触发导通，v相电压最低，VT6触发导通，负载输出电压uduuv。在t2t3区间：u相电压最高，VT1触发导通，w相电压最低，VT2触发导通，负载输出电压uduuw。在t3t4区间：v相电压最高，VT3触发导通，w相电压最低，VT2触发导通，负载输出电压uduvw。在t4t5区间：v相电压最高，VT3触发导通，u相电压最低，VT4触发导通，负载输出电压ud uvu。在t5t6区间：w相电压最高，VT5触发导通，u相电压最低，VT4触发导通，负载输出电压ud uwu。在t6t7区间：w相电压最高，VT5触发导通，v相电压最低，VT6触发导通，负载输出电压ud uwv。三相桥式全控整流电路带电阻负载 =60度时的波形 三相桥式全控整流电路带电阻负载 =90度时的波形3）三相全控桥式整流电路的工作特点： 任何时候共阴、共阳极组各有一只元件同时导通才能形成电流通路。 共阴极组晶闸管VT1、VT3、VT5，按相序依次触发导通，相位互差120，共阳极组VT2、VT4、VT6，相位相差120，同一相的晶闸管相位相差180。每个晶闸管导通角120； 输出电压ud由六段线电压组成，每周期脉动六次，每周期脉动频率为300Hz。 晶闸管承受的电压波形与三相半波同，只与晶闸管导通情况有关，波形由3段组成：一段为零(忽略导通时的压降)，两段为线电压。晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同。 变压器二次绕组流过正负两个方向的电流，消除了变压器的直流磁化，提高了变压器的利用率。 对触发脉冲的要求：要使电路正常工作，需保证应同时导通的2个晶闸管均有脉冲，常用的方法有两种：一种是宽脉冲触发，它要求触发脉冲的宽度大于60（一般为80100），另一种是双窄脉冲触发，即触发一个晶闸管时，向小一个序号的晶闸管补发脉冲。宽脉冲触发要求触发功率大，易使脉冲变压器饱和，所以多采用双窄脉冲触发。 电阻性负载60时的ud波形连续，60时ud波形断续。=120时，输出电压为零Ud=0，三相全控桥式整流电路电阻性负载移相范围为0120。晶闸管两端承受的最大正反向电压是变压器二次线电压的峰值 4）参数计算 =60是输出电压波形连续和断续的分界点，输出电压平均值应分两种情况计算：6060（2）三相桥式全控整流电路（阻感性负载）1)工作情况分析当60时，电感性负载的工作情况与电阻负载相似，各晶闸管的通断情况、输出整流电压ud波形、晶闸管承受的电压波形都一样；区别在于由于电感的作用，使得负载电流波形变得平直，当电感足够大的时候，负载电流的波形近似为一条水平线。 60时，电感性负载时的工作情况与电阻负载不同，由于负载电感感应电势的作用，ud波形会出现负的部分。下图是带电感性负载=90时的波形，可看出，=90时，ud波形上下对称，平均值为零，因此带电感性负载三相桥式全控整流电路的角移相范围为90度。 三相桥式全控整流电路带电感性负载 =0度时的波形 三相桥式整流电路带电感性负载， =90度时的波形2)参数计算 输出电压平均值 由于 ud波形是连续的，所以 输出电流平均值 晶闸管电流平均值 晶闸管电流有效值 晶闸管额定电流变压器二次电流有效值 2. 整流器件：绝缘栅双极型晶体管（IGBT）绝缘栅双极型晶体管，简称IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)。是由P-MOSFET与双极晶体管混合组成的电压控制的双极型自关断器件。它将P-MOSFET和GTR的优点集于一身，既具有P-MOSFET输入阻抗高、开关速度快、工作频率高、热稳定性好、无二次击穿和驱动电路简单的长处，又有GTR通态压降低、耐压高和承受电流大的优点。IGBT的发展方向有两个：一是追求更低损耗和更高速度；二是追求更大容量。（1） IGBT的结构和工作原理1）IGBT的基本结构 IGBT是在P-MOSFET基础上发展起来的集成新型器件，其结构是以GTR为主导元件，P-MOSFET为驱动元件的达林顿结构的复合器件。其结构、电路符号、等效电路如下图示。外部有三个电极(G门极、C集电极、E发射极)。2）IGBT的工作原理当IGBT门极加上正电压时，MOSFET内形成沟道，使IGBT导通；当IGBT门极加上负电压时，MOSFET内沟道消失，IGBT关断。当UCE0时，J3的PN结处于反偏，IGBT呈反向阻断状态。当UCE0时，分两种情况：若门极电压UGEUT（开启电压），沟道不能形成，IGBT呈正向阻断状态。若门极电压UGEUT ，门极下的沟道形成，从而使IGBT导通。此时，空穴从P+区注入到N基区进行电导调制，减少N基区电阻RN的值，使得IGBT也具有很低的通态压降。（2）IGBT的特性与参数1）静态特性IGBT的静态特性主要有输出（伏安）特性及转移特性，如下图所示。IGBT的输出（伏安）特性以栅射电压UGE为参变量，集电极电流IC和集射电压UCE间的关系曲线。IGBT的输出特性分为饱和区、放大区和击穿区三个部分。在正向导通的大部分区域内，IC与UCE呈线性关系，此时IGBT工作于放大区内。对应着输出特性的弯曲部分，IC与UCE呈非线性关系，此时IGBT工作于饱和区。开关器件IGBT常工作于饱和状态和阻断状态，若IGBT工作于放大状态将会增大IGBT的损耗。IGBT的输出（伏安）特性和转移特性IGBT的转移特性 是指输出集电极电流IC与栅射控制电压UGE之间的关系曲线。当栅射电压UGEUT时，IGBT处于关断状态。当UGEUT时，IGBT导通。IGBT导通后的大部分集电极电流范围内，IC与UGE呈线性关系。2）IGBT动态特性IGBT的动态特性包括开通和关断过程两方面，如下图示。IGBT的开通过程是从正向阻断状态到正向导通的过程。在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET来运行的。td为开通延迟时间，tr为电流上升时间，开通时间为：ton=td+tr。而集射电压UCE下降分为tfu1和tfu2两段。 tfu1段为MOSFET单独工作时的电压下降时间； tfu2为MOSFET和PNP管两个器件同时工作，PNP管从放大进入饱和时的电压下降时间。IGBT的关断过程是从正向导通状态转换到正向阻断状态的过程，关断时间为：toff=ts+tf式中ts关断储存时间； tf电流下降时间。又可分为tf1和tf2两段，tf1对应MOSFET的关断过程； tf2对应于PNP晶体管的关断过程。IGBT动态特性（3）IGBT的主要参数 1）集射极额定电压UCES 栅射极短路时的IGBT最大耐压值。 2）栅射极额定电压UGES UGES是栅极的电压控制信号额定值。只有栅射极电压小于额定电压值，才能使IGBT导通而不致损坏。 3）栅射极开启电压UT 使IGBT导通所需的最小栅-射极电压。 4）集电极额定电流IC 在额定的测试温度(壳温为25)条件下，IGBT所允许的集电极最大连续电流5） 通态压降UCE(on) 指IGBT处于导通状态时集射极间的导通压降。 3、 整流变压器参数的计算前面介绍的各种整流电路都是在理想工作状态下的工作情况，即假设： （1）变压器的漏抗、绕组电阻和励磁电流都可忽略； （2）晶闸管元件是理想的。 但实际的交流供电电源总存在电源阻抗，如电源变压器的漏电抗、导线电阻以及为了限制短路电流而加上的交流进线电抗器等。由于电感电流不能突变，因此换相过程不能瞬时完成。 1、换相过程与换相重叠角 以三相半波可控整流电路为例来讨论换相过程。 假设三相漏抗相等，忽略交流侧的电阻，负载电感足够大，则负载电流连续且平直。以晶闸管从u相换到v相为例，VT1已导通。当=30时触发VT2，由于变压器漏抗的作用，VT1不立即关断，u相电流iu=Id- ik逐渐减小到零；VT2导通，iv=0逐渐增加到Id。换相过程中，两个晶闸管同时导通，在 uvu电压作用下产生短路电流ik，当 iu=0， iv= Id时，u相和v相之间完成了换相。 变压器漏感对整流电路的影响 2 换相期间的整流电压换相回路电压平衡方程换相期间变压器漏感LB两端的电压 换相期间输出电压 3 、换相压降由波形可以看出：与不考虑变压器漏抗的情况比较，整流电压波形少了一块阴影部分，缺少部分为：式中 XB漏感为LB的变压器每相折算到二次侧的漏电抗，单相双半波电路m=2，三相半波m=3，三相桥式电路m=6 说明：对于单相全控桥，换相压降的计算上述通式不成立，因为单相全控桥虽然每周期换相2次(m=2)，但换相过程中ik是从-Id增加到Id，所以上式)中的Id应该带入2Id，故对于单相全控桥有：4、换相重叠角 对下式： 两边积分，可得 显然，当一定时，XB、Id增大，则增大，换流时间增大；XB 、Id一定时，随角的增大而减小。 （1） 与换相压降的讨论一样，对单相全控桥有m=2，Id应该带入2Id，故有（2） 对三相桥式电路，m=6，三相桥式电路等效为相电压为的六相半波整流电路， 变压器漏感LB的存在可以限制短路电流，限制电流变化率di/dt 。但也会引起电网波形畸变，使du/dt加大，影响其他负载；会使功率因数降低，输出电压脉动增大，降低电压调整率。 3、 整流器件的保护1. 过电压保护电力电子装置中可能发生的过电分为外因和内因两类。外因过电压主要来自雷击系统中的操作过程等外部原因，包括：（1） 操作过电压：由分闸、合闸等开关操作引起的过电压，电网侧的操作过电压会由供电变压器电磁感应耦合，或由变压器组绕组之间存在的分布电容静电感应偶合起来。（2） 雷击过电压：由雷击引起的过电压。内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程，包括：（1） 换相过电压：由于晶闸管或者与全控型器件反并联的续流二极管在换相结束后不能立即恢复阻断能力，因而有较大的反向电流流过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，这样的电流突然会因线路电感而在晶闸管阴阳极之间或与续流二极管反并联的全控型器件两端产生过电压。（2） 关断过电压：全控型期间在较高频率下工作，当器件关断时，因正向电流的迅速降低而有限路过电感在器件两端感应出的过电压。2. 过电流保护过电流分为过载和短路两种情况，常采用快速熔断器、直流快速熔断器和过电流继电器是较为常用的方法。电子电路作为第一保护措施，快溶质作为短路时的部分区段的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。采用快速熔断器是电力电子装置最有效、应用最广的一种过电流保护措施。在此设计中亦选用快速熔断器。快熔对器件的保护方式可分为全保护和短路保护两种。全保护指不论过载还是短路均有快熔进行保护，此方式只适用于小功率装置或器件使用域度较大的场合。4、 平波电抗器参数的计算为了使负载电流得到平滑的直流,通常在整流输出端串入带有气隙铁心的电抗器。 = mh， 1-87一般取为电动机额定电流的5%到10%。上式取电动机额定电流10%5、 触发电路的选择晶闸管可控整流电路，通过控制触发角的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小。为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。大、中功率的交流器广泛应用的是晶闸管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。可靠性高，技术性能好，体积小，功率低，调试方便。晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。此外就是采用集成触发产生触发脉冲。触发电路如图如图3-3所示： 图3-3 集成触发电路为了让变流器按规律正确工作，同步电压的相位极为重要，它应能准确提供自然换相点，保证在移相范围内对晶闸管元件进行移相控制，从而可对输出电压进行连续控制。在已知整流变压器的接线组别，选择同步变压器时的定相步骤如下：1）据整流变压器的接线组别，绘制主电路变压器次级电压的向量图，有VT1的移相范围和触发电路移相控制原理，确定触发电路需要的同步信号us2的相位。2）选取超前us2相位/3或/6的电压为同步电压us1，确定阻容滤波器；由相控触发电路同步方式确定同步变压器次级相数；由主电路电压向量图及对us1的相位要求确定同步变压器的接线组别。3）按相位关系选取其他元件的同步电压。当为三相桥式全控变流电路且为按元件独立同步时，各元件的同步电压应按顺序滞后/3，从而可以确定其他各元件的同步电压us1六、建立双闭环不可逆直流调速系统的动态数学模型 1、系统快速启动过程类比分析按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。我们希望能实现控制：起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈；稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。双闭环控制电路的稳态工作原理的分析，可以根据系统的稳态结构框图来分析，分析稳态工作原理的关键是要了解PI调节器的稳态特征，一般都会存在着两种状况：饱和输出达到限幅值，不饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI的作用使输入偏差电压在稳态时总为零。在实际的正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，只有转速调节器饱和和不饱和两种情况。当转速调节器不饱和时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。而当转速调节器饱和时，ASR输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。在稳态工作点上，转速是由给定电压决定的，ASR的输出量是由负载电流决定的，而控制电压的大小则同时取决于转速和负载电流。PI调节器的输出量在动态过程中决定于输入量的积分，到达稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到时，对应于转速调节器的饱和输出，这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好 最后是对其动态抗干扰性能的分析，对于调速系统，最重要的动态性能是抗干扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。就静特性而言，系统对它们的抗干扰效果是一样的。但从动态性能上看，由于扰动作用点不同，存在着能否及时调节的差别。负载扰动能够比较快地反映到被调量n上，从而得到调节，而电网电压扰动的作用电力被调量稍远，调节作用受到延滞，因此单闭环调速系统抑制电压扰动的性能要差一点。 综上所述，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗干扰性能大有改善。因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。2、双闭环直流调速系统整体框图双闭环直流调速系统中设置了两个调节器, 即转速调节器(ASR)和电流调节器(ACR), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈，两者之间实行嵌套连接，电流反馈作为内环，转速调反馈作为外环。双闭直流调速系统原理如图21所示。图2-1转速、电流双闭环直流调速系统结构 ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变换器 图22 双闭环直流调速系统原理图图中2-2表出，两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。 双闭环直流调速系统由给定电压、转速调节器、电流调节器、三相集成触发器、三相全控桥、直流电动机及转速、电流检测装置组成，其中主电路中串入平波电抗器，以抑制电流脉动，消除因脉动电流引起的电机发热以及产生的脉动转矩对生产机械的不利影响。 双闭环直流调速系统稳态结构图如图23所示： 图2-3双闭环直流调速系统稳态结构图7、 电流调机器的设计计算用工程设计方法来设计转速、电流反馈控制直流调速系统的原则是先内环后外环。因此，电流反馈作为内，首先进行电流调节器的设计，然后再进行转速调节器的设计。双闭环直流调速系统动态结构图如图4-1所示： 图4-1 双闭环直流调速系统动态结构图如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) / ，则电流环便等效成单位负反馈系统。图4-2电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统）最后，由于Ts 和 Toi 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 Ti = Ts + Toi 查表得，三相桥式电路的平均失控时间为，电流滤波时间常数.三相桥式电路的每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有（12）=3.33ms，因此取=0.002s电流环小时间常数之和Ti = Ts + Toi=0.0037s。简化的近似条件为：电流环结构图最终简化成图4-3。 图4-3电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理）1、电流调节器结构的选择根据设计要求：电流超调量小于5，转速超调量小于10,可按典型I型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器其传递函数为： 式中 Ki 电流调节器的比例系数； i 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择i=Tl则电流环的动态结构图便成为图3-7所示的典型形式 图3-7电流环的典型形式电枢回路电磁时间常数：Tl=0.03s。检查对电源电压的抗扰性能： ，参照典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系表1，可知各项指标都是可以接受的。 表1 典型I型系统动态跟随性能指标与参数的关系2、电流调节器的参数计算电流调节器参数 电流调节器超前时间常数：。电流开环增益：要求时，查表得，应选取，因此，有：于是，ACR的比例系数为：。校验近似条件 电流环截止频率：1） 校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件，满足近似条件。2） 校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件，满足近似条件。3） 校验电流环小时间常数近似处理条件，满足近似条件。 （5）计算调节器电阻和电容电流调节器原理图如图3-4所示，按所用运算放大器取，各电阻和电容值计算如下：，取，取，取按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为：，满足设计要求。 图5-3 含滤波环节的PI型电流调节器八、转速调节器的设计计算1.转速调节器设计转速调节器的结构用电流环的等效代替图4-1的电流环后，电流环闭环传递函数为进行工程近似计算后，整个转速控制动态系统结构如图所示4.2.1所示 图4.2.1用等效环代替电流环后转速环的代替结构框图 若把转速的给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改为U*n/，再把时间常数为1/Ki和Ton两个小惯性