高超噪比微波固态噪声源的设计本科毕业(设计)论文

目录1 引言 11.1 背景和意义 11.2 固态源的简介和发展 11.3 工作任务和指标 22 微波射频噪声测量技术 22.1 噪声的特性 22.2 噪声的种类 32.2.1 热噪声 32.2.2 散弹噪声 52.2.3 高频噪声 62.2.4 闪烁噪声 62.2.5 等效噪声带宽 72.3 二端口网络的噪声系数 82.3.1 噪声系数的定义 82.3.2 等效噪声温度 92.4 噪声系数的测量技术 102.4.1 噪声源 102.4.2 Y因子方法 123 固态噪声源的测试 133.1 电路设计 133.2 测量方法及过程 153.3 实物图 163.4 误差分析 17参考文献 19致谢 20附录 21引言背景和意义20世纪90年代微波固态噪声源应运而生，它能满足一定的功率输出要求,有很好的驻波特性和频响特性,微波测量精度高,体积小,成本低,可靠性高,特别是在各种微波参数的测试,作为辐射计的比对标准以及各类整机系统的自动监测等方面具有广泛的应用前景。同气体放电管噪声源相比,固态噪声源具有频带宽、开关迅速、接通后立即进入稳定工作状态、无损害性脉冲泄漏、可脉冲调制工作、噪声输出可变、功耗低、体积小、重量轻、寿命长、可靠性高等优点。在遥感、噪声测量、雷达整机性能的自动监测获得了广泛的应用。固态源的简介和发展微波通信、雷达、导航等技术的迅速发展对低噪声器件的要求越来越迫切，为检测器件的性能和度量通信等设备接收微弱信号的能力，需要测量器件与设备的噪声特性，尤其是军用电子元器件和军用整机的测试，这使得噪声系数的测试与计量变得极为重要。在进行噪声测量时，通用方法主要有正弦波法和噪声发生器法，这两种方法各有一定的应用范围和一定的限制，正弦波法在低频时比较适用，而噪声发生器法在高频时比较适用。在八毫米波段进行噪声测量，由于测试频率比较高，所以采用噪声发生器法。在测量线性二端口网络的噪声系数时，使用噪声发生器法有如下优点:(1)噪声发生器的输出电平很小，能直接给出待测网络所需要的电平，又不需要采取更为严密的屏蔽措施。(2)噪声发生器输出的噪声功率谱密度与待测网络内部噪声的反应相同，可以方便地使用任意型指示器。(3)不必测量带宽，免除了因测量通频带和频响特性引起的测量误差。(4)噪声发生器的噪声功率可以方便地进行计算，因此在微波毫米波噪声特性测试中，噪声发生器法是一种较好的方法噪声源是噪声发生器法的核心。对噪声源的要求，应在规定的带宽内有均匀的功率谱密度和一定的输出噪声功率。常用的噪声源有饱和二极管，气体放电管，固态噪声二极管和电阻等，饱和二极管噪声源通常用于米波和分米波段，饱和二极管由热阴极和阳极组成。当电压较低时，从热阴极发射的电子，因获取能量小而在阴阳极之间行成空间电荷，限制电子发射，当阳极电压增加到一定值后，空间电荷消失，形成饱和区。饱和区的二极管电流与阴极的温度有关，温度越高电流越大，当阴极温度一定时，电流恒定时，但单位时间发射的电子数目却在平均值上下随机起伏，称为‘散弹效应’。自从1966年到1969年，雪崩二极管第一次被用做微波噪声源，就因其具有极宽覆盖频率范围，体积小，重鼓轻，功耗低，噪声功率输出人等特点而逐渐取代饱和二极管噪声源，气体放电二极管噪声源，广泛应用于微波噪声测量中。1976年第一篇关于毫米波雪崩二极管噪声源的论文发表，这是因态器件应用于毫米波噪声源的里程碑，在此之前雪崩二极管只被女装在同轴线上或带状线仁工作在厘米波段，在那篇论文中，一种新型的安装雪崩二极管波导结构被报道，自此以后，经过许多实验，现存的雪崩二极管理论被扩展到更高的毫米波段。目前国外固态噪声源己有八毫米到三毫米波段的产品，主要采用雪崩二极管安装于波导中的形式，产品的主要代表是NOISE/COM公司。工作任务和指标使用噪声二极管，设计一个C波段的微波噪声信号源，要求噪声源的ENR>20dB微波射频噪声测量技术噪声的特性自然界存在的随机过程导致了噪声的产生，这些随即过程有几种重要类型，每种类型对应一种噪声，随机过程的主要类型有：1）半导体器件中的原子、电子和分子在绝对温度0K以上的热运动。2）导线或器件中电荷的漂移运动。3）电荷在物体表面的发射运动。4）大气或其它气体中的传播。在微波射频电路中的噪声是指任何不希望的电扰动和毛刺信号，这些不希望的信号本质上是随机的，他们是电子器件本征特性或外部环境的电磁辐射所引起的。由于噪声在时间上表现为随机且不相关的特点，因此最适合用统计的方法进行分析，根据统计分析可以发现噪声有如下特点：1）噪声电压（或者电流）幅度的均值为02）噪声电压的均放值为常数噪声的种类目前在电路设计中用到的噪声主要分为以下两大类：1）和频率无关的噪声：如热噪声和散弹噪声2）和频率相关的噪声：如低频噪声和高频噪声下面分别叙述上述噪声的定义热噪声又称白噪声。是由导体中电子的热震动引起的，它存在于所有电子器件和传输介质中。它是温度变化的结果，但不受频率变化的影响。热噪声是在所有频谱中以相同的形态分布，它是不能够消除的，由此对通信系统性能构成了上限。或称约翰逊噪声（Johnsonnoise）。噪声的一种。当光电倍增管施加负高压，而无光投射光电阴极时，由于光电极极与倍增极的电子热发射和玻璃外壳与管座的漏电，导致热电子由倍增极放大，所引起的暗电流的波动。在记录仪器上则出现噪声。热噪声是指处于一定热力学状态F的导体中所出现的无规律电涨落，它是由导体中自由电子的无规律热运动引起的，其大小取决于物体的热力学状态。如电阻、气体放电管、都会产生热噪声。热噪声电压的平均值为零，故通常不用平均电压而用均方电压、均方电流或功率来描述热噪声的大小。Nyquist在热力学统计理论的基础上，导出电阻热噪声电压均方值的表达式为=4KTRB（2-1）

式中:K为玻尔兹曼常数、T为电阻温度〔K),R为电阻值（欧），B为测试设备的带宽(Hz)，由等效电压源原理可知，当接入温度为T电阻为R的负载时在带宽B内产生的资用噪声功率N(2-2)从(2-2)式可以看出，资用热噪声功率是温度T的普适函数。需要说明的是当在极高的频率和极低的温度下时，由于量子效应，公式(2.1.2)将有一定的近似性，这时需要运用由量子理论导出的Nyquist定理完全表达式。应该强调指出Nyquist公式应满足电阻处于T的热平衡状态这一条件。由(2-2)式可得到资用热噪声功率的谱密度为（2-3）上式表明，电阻输出的单位带宽资用噪声功率只一与热力学温度〔K)成正比，与电阻的类型和阻值无关(与电阻的端电压及通过的电流无关)。电阻是电路中最主要的热噪声源。在高于绝对0°（-273℃或Ok）的任何温度下，物质中的电子都在持续地热运动。由于其运动方向是随机的，任何短时电流都不相关，因此没有可检测到的电流。但是连续的随机运动序列可以导致Johnson噪声或热噪声。电阻热噪声的幅度和其阻值有下列关系；(2-4)式中，Vn是噪声电压，以V为单位；Kb是玻尔兹曼常数，1.38×10(-23)J/K；T是温度，以K为单位；R是电阻，以Ω为单位；B是带宽，以Hz为单位。在室温下，可简化为下面的表达式：(2-5)图2-1所示为电阻在25℃时，在50Ω终端电阻上产生的热噪声功率。图2-1噪声功率与温度关系图虽然该噪声电压和功率很低，如果该电阻在一个高增益的有源滤波器中，噪声可能会很明显。噪声与温度和电阻值平方根成正比。带宽越宽，总功率越大，因此即使dBm／Hz的功率幅度看上去很小，但给定带宽内的总功率也会很高。如果把V噪声使用V2噪声／R终端转换成功率，其中R终端是噪声终端电阻，然后乘以以Hz为单位的总带宽，则所得的整个带宽上的总噪声功率对低噪声应用可能是不可接受的。热噪声是在电阻一类导体中，自由电子的布朗运动引起的噪声。导体中的每一个自由电子由于其热能而运动。电子运动的途径，由于和其他粒子碰撞，是随机的和曲折的，即呈现布朗运动。所有电子运动的总结果形成通过导体的电流。电流的方向是随机的，因而平均值为零。然而，电子的这种随机运动还会产生一个交流电流成分。这个交流成分称为热噪声。散弹噪声散弹噪声又称Schottky噪声，是由固态器件中穿越半导体结或者其他不连续界面的离散随机电荷载流子运动引起的。散弹噪声通常发生在半导体器件中（即二极管或者晶体管的PN结），总是伴随着稳态电流，实际上稳态电流包含着一个很大的随机起伏，这个起伏就是散弹噪声，其幅度和电流的平方根成正比：（2-6）式中，I为稳态电流；q为电子电荷。对于双极晶体管BJT来说，通常认为和为独立的噪声源；而对于异质结双极型晶体管HBT来说，散弹噪声和为相关噪声源，其相关表达式为：（2-7）式中，T为和异质结晶体管HBT电流放大倍数相关的时间延迟。高频噪声与热噪声和散弹噪声相比，高频噪声是指和频率相关而不是与电流相关的噪声，通常与电容伴随出现，如场效应管中的栅极感应噪声等。在场效应晶体管的噪声等效电路模型中，,和分别为栅极-源极、栅极-漏极和源极-漏极本征电容，Ri为本征沟道电阻，和分别为跨导和漏极输出电容，T为和跨导相关的时间延迟，为栅极感应噪声，表达式为：=4kT（2-8）为漏极沟道噪声，表达式为（2-9）为栅极漏电流引起的散弹噪声，表达式为（2-10）从（2-5）看出，与散弹噪声不同，栅极感应噪声和频率的平方成正比，频率越高，噪声电流越大，对器件噪声的贡献也越大。闪烁噪声闪烁噪声有称低频噪声，是半导体器件低频情况下的重要噪声之一，对微薄射频振荡器和混频器具有重要影响。一般认为闪烁噪声由以下两方面引起的电流微小变化所产生：1）载流子在半导体器件材料界面上的无规律入射及复合过程；2）电荷在阴极发射时的随机变化。闪烁噪声几乎在所有器件中均可以发现，一些无源器件中也可以看到。在双极晶体管中闪烁噪声主要在发射极-基极耗尽区域由污染引起的陷阱和晶格缺陷所致。闪烁噪声与频率有关，频率越低，闪烁噪声对信号失真的影响越大，通常闪烁噪声在DC至500khz-10Mhz的频率范围内以-10dB没倍速的速度衰减。闪烁噪声电流的具体表达式为（2-11）式中，为闪烁噪声电流；和为拟和因子；I为稳态电流。从上式可以看出，的对数和频率的对数为线性关系（2-12）等效噪声带宽白噪声n(t)的频率密度在所有频率范围内都是平坦的，其频谱密度为一个常数，令（2-13）式中，为常数，系数1/2是指功率一半与正频率相关，另一半与负频率相关。如将白噪声加在传输函数H（f）的线性系统的输入端，则输出噪声频谱密度为（2-14）则输出噪声功率为（2-15）假设相同的噪声来自带宽为B、零频率响应为H（0）的理想低通滤波器，则有（2-16）式中，H（0）为传输函数在中心频率处的数值，由式（2-15）和式（2-16）即可得到等效带宽的表达式：（2-17）二端口网络的噪声系数接收系统输出端的信噪比是通信系统中的一个非常重要的指标，输出端的信噪比取决于系统输入信噪比与噪声系数。在通信系统中输入信噪比是发射功率、发射机天线增益、大气传输系数、大气温度、接收天线增益与接收机噪声系数的函数，降低接收机噪声系数与改善其他指标对于输出信噪比有同样的效果，这与将发射机功率加倍的效果几乎是一样的，而将发射机功率加倍所需的费用与改善低噪声放大器的成本相比要高许多。表征一个二端口网络的物理特性，除了反射系数、增益等参数外，还需要网络的噪声特性。表征二端口网络的噪声特性的参数通常有两个:一是噪声因子F，另外一个是噪声系数NF。两者之间的关系为NF=10lgF（2-18）从上述公式可以看到，噪声系数NF为噪声因子F的对数，单位为dB,而噪声因子F没有单位。噪声系数的定义20世纪40年代，HaroldFriis首次用网络的输入信噪比和输出信噪比定义了噪声系数这个概念，具体表达式为(2-19)式中，SNRin和SNRout分别为输入和输出端口的信噪比;Si和Ni分别为输入信号和噪声功率；S0和N0分别为输出信号和噪声功率。从式（2-16）可以看到，噪声系数的物理含义是信号从网络的输入端传输到输出端时信噪比下降的数值，显然一个理想的无噪声放大器在放大了输入信号的同时也放大了输入的噪声，因此系统的信噪比（dB）保持不变，亦即(2-20)然而，实际的放大器内部器件存在着各种噪声，如热噪声、散弹噪声、低频噪声等等，这些都会引起系统输出信噪比的恶化，噪声系数的高低意味着由网络本身引起的噪声的大小。值得注意的是，噪声系数的概念只适用于处理信号的网络。本章讨论的噪声系数都是基于二端口网络的，尽管混频器是三端口网络，但通常也作为二端口网络来处理。噪声系数与调制解调无关，与调制方式无关，与调制解调器的性能熬也无关。因此，用来表征（FM）接收机灵敏度的静噪抑制或数字通信系统的误码率（BER）相比，噪声系数更具普遍性。噪声系数与增益无关，夹杂在信号中的噪声经过放大器后，将和信号同时被放大相同的倍数，等效噪声温度从前面的分析可以知道，电阻引起的热噪声功率表达式非常简单，为了方便计算二端口网络的噪声系数，人们引入了等效噪声温度的概念，将网络的噪声功率用电阻在不同温度下的热噪声功率来表征。对于一个资用功率为Na的白噪声，可以用一个等效噪声温度Te的电阻来表示，等效噪声温度Te可以由以下计算得到（2-21）值得注意的是，等效噪声温度的概念是相对于网络输入端来说的，也就是说，所有的噪声功率必须首先等效到网络电源端才能获得等效噪声温度。对于有噪声二端口网络来说，假设输入端功率为0，则总的输出功率N0仅包括二端口网络的噪声贡献Na，其等效噪声温度可以表示为（2-22）

表2-1噪声温度和噪声系数的换算表噪声系数NF/dB噪声因子F噪声温度Te/K01.0000.51.1058.71.01.26292.332.00290101026102010028710噪声系数的测量技术根据噪声系数的定义，有很多种方法可以测量网络噪声系数，但是精度最高而最常用的是Y因子方法。采用Y因子方法通常需要一个精确的噪声源，以产生所需的高频噪声。噪声源顾名思义，噪声源即产生噪声的根源，是指能够获得高频噪声的部件。目前常用的噪声源由雪崩二极管和匹配网络构成（如图2-2），其原理是固态噪声二极管的雪崩散弹噪声在一定条件下近似为白噪声。利用电路的匹配技术,并对影响噪声管超噪比的因素从结构方面进行有效控制,可研制出高超噪比输出,平坦度满足要求的固噪声源。根据Hines的理论,当负载为纯电阻RL时,处于雪崩击穿状态的噪声极管传输到负载的功率谱密度为:（2-23）式中,，Vb为击穿电压,I为雪崩电流,X为角频率,Xa为雪崩频率,Rsc为击穿状态空间电荷区电阻,Rsp为串联电阻,q为电子电荷,K=Va/Vb,Va为雪崩区两端的电压,m为电离系数与电场幂关系中的指数,Sh为载流子以饱和漂移速度通过空间电荷层的渡越时间,Sx为雪崩区内一个载流子发生两次电离之间的平均时间。当《时,功率谱密度与频率无关,近似为白噪声。这是一种较为理想的噪声来源。白噪声被定义为各种源产生的随机噪声信号,在直到紫外区的很宽的频率范围内,都有均匀的功率分布,超过此频率,则按量子理论预测的规律衰减。白噪声平均功率无穷大,物理上无法实现,实际研究的是白噪声通过限制带宽的滤波器输出的噪声,称之为限带噪声或有色噪声。在实际的噪声计量和测试中,噪声量值用超噪比(ENR)来表示,单位为dB。ENR(dB)=10lg10()(2-24)式中T为直流偏置为较大正向偏置时获得的等效输入噪声温度，T为直流偏置为0或负偏置时获得的等效输入噪声温度。一般情况下Tc=T0=290K。这样等效输入噪声温度Th可以由ENR获得，有(2-25)表2-2给出了常用噪声源HP346C的ENR随频率变化的数据。从表中可以看出，随着频率的上升ENR基本上呈上升趋势，随着频率的增加（0.1-26.5GHz）等效输入噪声温度变化了大约5000K。

表2-2噪声源HP346C的ENR随频率变化频率/GHzENR/dBTh/K频率ENR/dBTh/K0.0113.81726314.015.1798270.1013.61694915.015.1497611.013.50678216.014.9894182.013.37659117.014.8491293.013.38660518.014.7789884.013.49676719.014.7689685.013.58693020.014.9593566.013.74715121.015.1698057.013.95749122.015.60108198.014.25800623.015.97117569.014.56857724.016.301261110.014.79902825.016.341277511.014.95935626.016.071202312.015.07961026.515.681101513.015.149761Y因子方法通过噪声源在两个不同等效输入温度情况下被测网络的输出噪声功率来确定低噪声电路的噪声系数的方法被称为Y因子方法。假设Nh和Nc分别为高温和低温情况下网络噪声输出功率，有（2-26）（2-27）这里的Te为被测网络的噪声温度。令Y表示上述两个噪声输出功率的比值：（2-28）则噪声网络等效输入噪声温度可以直接获得，即（2-29）被测网络的噪声系数公式为（2-30）当TcT0时，有（2-31）固态噪声源的测试电路设计处于雪崩击穿状态的噪声二极管等效电路如图3-1所示。图中,Cd为寄生电容,Cp为管壳电容,Ls为引线电感。根据噪声源工作频率及噪声输出平坦度的要求,取带内最大插入衰减LAr=0.2dB,截止频率fc=13GHz,按等波纹式计算,Cd=Cp=0.3pF，Rsc=50,Ls=0.7nH。Rsp应尽量小,一般要求小于2。对于特性阻抗为50的传输线,当Rsc=RLRsp时,传输到负载RL的噪声功率最大。图3-1雪崩击穿状态的噪声二极管等效电路带匹配网络的电路结构见图3-2。L1C1及L2C2构成两个低通滤波器,引入直流偏置。C3为隔直流电容。R为限流电阻,当28VDC稳定时,可为固态噪声二极管D提供恒流偏置,使D工作在雪崩击穿区。图中28VDC电源可以没有参考接地端,满足需要悬浮电压源偏置要求的用户。这给噪声管的散热设计增加了难度。显然,这种结构也适用于带参考接地端的电压源偏置。图3-2带匹配网络的固态噪声源电路结构常用偏置电路，如图3-3图3-3本次设计所用噪声源偏置电路结构本次设计应用的就是不带匹配网络的噪声源电路，设计中噪声二极管用的是SDCL，其工作频段为10Hz-110Hz，工作电压为7-11V,电流为35MA左右，ENR为25-30dB。综合考虑电路采用微带结构。图3-4常用噪声二极管基本系数测量方法及过程噪声源主要用于测量接收机的噪声系统，要参数是超噪比ENR，定义为ENR=l0log（1)(3-1）式中,TNO为噪声源输出温度，T0为环境温度，通常取T0=290K，常用的标准固态源的ENR=15dB,等效噪声温度为9460K调制脉冲宽度,调制频率为，辐射计接收机的积分时间，射频调制的开关的正向插入损耗为Ls，反向损耗为LB。在系统完全匹配的条件下，当射频开关导通时，辐射计接收机输入端噪声温度为(3-2)当射频开关关闭时，辐射计接收机输入端的噪声温度为(3-3)经脉冲调制后，辐射计接收机输入端的等效噪声温度为（3-4）即(3-5)选取南京五十五所研制的射频开关，其正向插入损耗LS<1.5dB，反向隔离LB>40dB，响应时间小于4um。脉冲调制波形如图3-4图3-5射频开关调制信号图图3-5中，为射频开关由关闭到导通转换时的过渡时间，为射频开关由导通到关闭转换时的过渡时间，为射频开关工作在完全导通状态的时间，并且有，，调制周期。在辐射测量模态接收机中，选用了超噪比为3dB的固态噪声源，噪声温度868K。假设微波辐射计接收机定标方程为T=A+BV(3-6)当辐射计接收机接入固态噪声源时，记录辐射计输出，利用上式，可得出噪声温度，利用式(3-5)可得噪声源的超噪比。利用脉冲调制式固态噪声源获取稳定基准源的方法与恒温匹配负载的方法比较，具有功耗低，体积小的优点适用于星载微波辐射计系统。并且通过改变调制频率能够得到不同的等效噪声温度，能够对接收机进行定标，提高整机的稳定性。实物图实物图如图3-6图3-6实物图误差分析因为噪声源输出功率小，许多因素影响噪声源定标的准确性，影响噪声源定标的因素主要有以下几个方面:<1>连接器上污垢或损坏，<2>电磁干扰，<3>测试系统噪声系数和增益不连续性<4>抖动<5>双边带测量带来的误差<6>测量系统噪声系数<7>器件之间失配所造成的误差只要有少量污垢存在于连接器上或接头被损坏，都将引起连接器接触不良，从而造成外部信号串入测试系统中，影响测试精度，并且只要一只接头存在污垢，必将污染与它相接的其他接头，从而使整个系统的性能下降，因此在测试前，存在污垢的接头要进行清洗，检查是否有损坏的接头，及时进行更换。计算机，仪器，日光灯，本地广播站发出的信号都会对测试产生干扰，这些干扰可以从没有螺纹的接头，未屏蔽的电缆进入测试系统。避免电磁干扰可采用以下措施:<1>在信号通道采用带螺纹的接头，波导连接也可采用带螺纹的屏蔽波导。<2>使用双屏蔽电缆。<3>测试仪器及器件本身的屏蔽要做好。<4>IF的选择避开通常所用l0MHz倍数IF(例如:l0MHz,20MHz等)，而以33MHz,27MHz这样不常用的IF替代之如果测试系统中的器件存在噪声系数和增益的不连续点，在参考噪声源和被测噪声源交替工作时，系统不能很好的调谐，使之工作在同一频率点上时，叹目有可能造成较大的误差。避免此误差措施有:<1>以小步进频率增长，仔细测试基波混频器，系统放大器噪声系数和增益，如果响应比较平坦则无此误差。<2>若存在不连续点，在基波混频器前加一只低噪声，高增益放大器，这样可减小系统噪声系数对测试影响。由于噪声的随机性，使噪声测量都有一定的不稳定性，即抖动。抖动量与被测器件和测试系统有关，抖动可采用多次测量平均的方法使之产生最小误差，AV3981噪声系数测试仪可采用平均，平滑等手段，使抖动减小到小于0.02dB,但这是以牺牲测量速度为代价的。当一个测量系统允许两个主噪声带都被下变频，它就是一个双边带测量系统，由于双边带测量允许多于一个频带的噪声被下变频，则可能在测量中引入误差。第一个误差源是双边带测量中两个主下变频噪声频带f+f，和。由于接受机对在中频带宽内的输入信号都进行接受，因此所显示的测试值是两个下变频频带的平均值，若噪声源的输出电平在此两个边带之间起伏过大，则此平均值可能远离真实值，造成较大误差.测量系统噪声系数越低，测量精度越高，因此可在基波混频器前加一个高增益低噪声放大器，从而达到降低整个测试系统的噪声系数，提高测量精度的目的。

参考文献[1]JohnRogerCalvinPlett.RadioFrequencyIntegratedCircuitDesign[M].2003ARTECHHOUSE,INC[2]PapoulisA.Probability,RandomVariables,andStochasticPro-Cesses[M].NewYork:McGraw-Hill,1984[3]SzeSM.PhysicsofSemiconductorDevices[M].2nded.,NewYork:JohnWiley&Sons,1981[4]Stremler,FG.IntroductiontoCommunicationSystems[M].Rea-ding,MA:Addison-Wesley,1977[5]顾世惠.微波固体噪声二极管噪声功率谱密度的理论分析[J].固体电子学研究与进展,1985;5(2):97～107[6]程耀沃.18～26.5GHz固态噪声二极管[J].固体电子学研究与进展,1983;3(3):26～31[7]顾世惠.微波固态噪声二极管频率上限和噪声输出功率性能的研究[J].电子学报,1986;14(6):73～78[8]戴爱节,包其伦,张长明,等.微波电路固态噪声源测试方法[M].北京:电子工业部标准化研究所出版社,1997PAGE25致谢本文是在曹俊友老师的热情关心和指导下完成的，他渊博的知识和严谨的治学作风使我受益匪浅，对顺利完成本课题起到了极大的作用。在此向他表示我最衷心的感谢！在论文完成过程中，本人还得到了其他老师和本组同学的热心帮助，本人向他们表示深深的谢意！最后向在百忙之中评审本文的各位专家、老师表示衷心的感谢！附录图1protel原理图图2PCB板图

学位论文原创性声明学位论文作者（本人签名）：年月日学位论文出版授权书论文密级：□公开 □保密（___年__月至__年__月）(作者签名：_______导师签名：______________年_____月_____日_______年_____月_____日

独创声明本人郑重声明：所呈交的毕业设计(论文)，是本人在指导老师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果，成果不存在知识产权争议。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外，本设计（论文）不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体均已在文中以明确方式标明。本声明的法律后果由本人承担。

作者签名:二〇一〇年九月二十日

毕业设计（论文）使用授权声明本人完全了解滨州学院关于收集、保存、使用毕业设计（论